Régulateur de commutation Buck basé sur ATtiny84a - veuillez critiquer!

Voici une tentative de conception d'un régulateur abaisseur basé sur un ATtiny84a comme contrôleur PWM. Il devrait passer d'une batterie LiPo 4S (12,8 - 16,8 volts) à une sortie 12 V raisonnablement régulée, utilisée pour entraîner des servomoteurs qui acceptent des entrées 10-14 V. 4S LiPo est légèrement trop élevé et 3S LiPo est légèrement trop faible, d'autant plus que je veux le couple nominal de 12V. La conception est destinée à fournir le pire des cas de 40 ampères (en bloquant la majorité des moteurs).

Je ne peux pas en acheter un, car dès que je quitte la gamme 10-15A, tous les convertisseurs DC DC sont conçus pour un usage industriel et ont des boîtiers lourds, sont vraiment chers, nécessitent une entrée 24V ou d'autres erreurs similaires avec mes exigences actuelles.

L'idée est d'utiliser le comparateur analogique intégré dans l'AVR pour détecter une tension cible supérieure / inférieure et générer une impulsion d'une durée définie lorsque la sous-tension est détectée.

Je construirais cela sur une planche à pain avec des fils de calibre 20 soudés sur les fils des composants pour les chemins à haute puissance.

Je sais comment garder le "nœud de commutation" et le chemin de rétroaction aussi courts que possible, lorsque j'essaie de faire la mise en page. Je mettrais également à la terre toutes les traces de planche à pain qui ne sont pas utilisées, pour faire le plan au sol d'un pauvre homme.

J'ai essayé de choisir un starter où le courant de saturation correspond à mon courant de sortie maximum et un inducteur abaisseur où le courant de saturation est supérieur à ma sortie max.

La fréquence de coin de 94 uF et 3,3 uH est d'environ 9 kHz, et j'imagine que l'AVR fonctionnera beaucoup plus rapidement que cela. Je pense qu'une impulsion de 5 nous chaque fois qu'une sous-tension est détectée, puis retournez à la recherche de sous-tension à nouveau. Cela donne une fréquence maximale (à près de 100% de rapport cyclique) de 200 kHz.

Et voici le schéma: https://watte.net/switch-converter.png

En plus des préoccupations soulevées dans les commentaires (polarité P-FET incorrecte, pas de diode de capture / MOSFET), j'ai quelques préoccupations en un coup d'œil:

• Le microcontrôleur ne sera pas en mesure de piloter très fort la porte du Q1 (généralement les broches GPIO ne peuvent générer que quelques milliampères), donc votre allumage et extinction seront très lents. Cela limitera le comportement de votre interrupteur côté haut.

• Vous n'avez pas de résistance de porte à source sur Q1, vous êtes donc uniquement tributaire du GPIO qui maintient le MOSFET activé ou désactivé. Si la broche GPIO passe à haute impédance, le MOSFET peut se mettre en marche si la grille capte une charge de l'environnement.

• Si votre résistance de grille de canal P 70R est solidement allumée (si Q1 est saturée), elle va brûler

  $D \cdot \dfrac{(16V)^2}{70 \Omega} = D \cdot 3.65W$

  ce qui est une puissance élevée folle puisque D va être élevé (l'entrée est proche de la sortie). De plus, les 225 mA qui circuleront seront également brûlés au premier trimestre, ce qui n'est pas sain car c'est un appareil relativement petit.

  (Vous avez besoin de d'environ 4 V pour tirer ~ 400 mA au premier trimestre, et vous avez besoin de de -7,5 V pour 40 A au quatrième trimestre).$V_{GS}$$V_{GS}$

  • Votre réseau de rétroaction purement résistif est une mauvaise idée. Vous avez vraiment besoin d'une compensation et / ou d'un filtrage. Votre comparateur sera hyper-rapide et pourrait réagir au bruit de commutation, au ramassage, à l'ondulation, etc. - puisque vous ne semblez pas utiliser un amplificateur d'erreur avec compensation pour contrôler le gain et la phase, vous allez avoir besoin d'un plafond à travers R5 (et un peu de chance).

  • Vous n'avez aucune surveillance actuelle ou protection contre les surintensités dans votre groupe motopropulseur.

  • Vous n'avez aucune protection contre les surtensions dans votre groupe motopropulseur.

  • Vous n'avez aucune protection contre les surchauffes dans votre groupe motopropulseur.

  • Vous n'avez pas de protection contre les inversions de polarité et un fusible d'entrée dans votre groupe motopropulseur. Gros no-no, surtout lorsque la source est basée sur batterie (grande capacité d'approvisionnement en court-circuit).

Il s'agit d'un projet plus simple si vous utilisez un contrôleur abaisseur synchrone analogique standard. Je ne comprends pas pourquoi vous voudriez utiliser ATtiny pour cela.

Cela étant dit, ce n'est pas un projet simple par tous les tronçons. Votre schéma est en grande partie incomplet et manque de protection de sécurité de base dont toute alimentation (en particulier celles qui fonctionnent à des niveaux de puissance élevés comme le vôtre) aura besoin.

Pensez à vos besoins, calculez toutes les pertes, concevez certaines protections et revenez avec rev. 2.

Vous concevez un détendeur Buck pour:

• Vin de 12,8 à 16,8 Volts à partir d'une batterie LiPo haute capacité.
• Vout de 12V @ 40 ampères.
• La technique de contrôle est constante à temps et temps d'arrêt variable.

Même après la bonne réponse de Madmanguruman, il y a d'autres choses à noter. La principale difficulté de cette conception sera le courant élevé en cours de traitement. Je ferai attention principalement aux composants de traitement de puissance, au modulateur de puissance et au filtrage.

• $\text{D } \text{Iout}^2 \text{Rds}$

• Gate Drive. Il n'y a pas d'entraînement de portail adéquat dans cette conception. Surtout pour éteindre. Avec 70 Ohm désactivant un FET avec Ciss de 3500pF, le temps de désactivation sera d'au moins 500 nSec. Cela signifie une perte de commutation énorme dans le FET, probablement au moins 15 W de perte supplémentaire dans le FET. Cette conception doit avoir un entraînement de portail bien meilleur. Étant donné que l'entraînement du portail doit être amélioré de toute façon; il serait très avantageux de passer à un FET de commutation de canal N, et d'utiliser un redresseur synchrone correspondant avec un circuit intégré de commande de grille (comme IR2104 ou LM5104 ou certains autres).

• Contrôle hystérétique. Il n'y a pas de problème avec une commande à temps constant et à temps variable. Le contrôle hystérétique peut (si vous êtes prudent) bien fonctionner et avoir une excellente réponse transitoire. Mais le problème ici est d'utiliser le comparateur dans l'UC. Il doit y avoir accès au comparateur pour fournir une hystérésis supplémentaire. Il faut donc ajouter un comparateur avec hystérésis et avec un temps de réponse inférieur à 500 nSec. Vous voudriez ajouter une hystérésis d'environ 100 mV.

• Filtre de sortie. Bon inducteur, L1. À 40 A plus le courant d'ondulation, il sera au bord de la saturation. Il serait préférable d'avoir une partie actuelle plus élevée, mais ce n'est pas une préoccupation majeure. Il semble que les condensateurs de sortie C1 et C2 soient en céramique, ce qui est un bon choix, devrait pouvoir avoir un ESR total de moins de 20 mOhms pour une tension d'ondulation ~ 100mV. Il est intéressant de noter que la résistance de charge à charge maximale (~ 0,3 Ohms) est très proche de l'impédance caractéristique du filtre de sortie (~ 0,2 Ohms). C'est une chance, car cela signifie que le filtre est bien amorti, plus à ce sujet plus tard. Si vous n'utilisez que des moteurs avec cette alimentation, le filtre du deuxième étage (L2, C3) ne devrait pas être nécessaire.

Certaines fonctions doivent être supprimées:

• Limite actuelle, il doit y en avoir une, pour votre propre sécurité si rien d'autre. Avec la quantité de courant traitée, des surprises peuvent survenir à la hâte. Vous n'avez pas vécu jusqu'à ce que le haut de l'interrupteur d'alimentation se sépare de façon explosive du bas et s'envole pour coller dans le plafond. Quoi qu'il en soit, une sorte de limite de courant, même si ce n'est qu'un fusible.

• Filtre d'entrée. Le reste du système n'est pas clair, mais l'apport de cette alimentation sera la source d'énormes quantités d'IME. Normalement, ce serait un gros problème.

L'impédance d'entrée est également un problème ici. Les régulateurs de commutation ont une impédance d'entrée négative et peuvent faire de bons oscillateurs (malheureusement). L'impédance de la source, du LiPo et du réseau de distribution doit être inférieure à la moitié de l'impédance d'entrée de l'alimentation pour éviter les oscillations. Je pense que les batteries LiPo haute capacité ont une impédance d'environ 20 mOhms (bien que cela augmente avec l'âge). L'impédance d'entrée à pleine charge (40A) de cette alimentation avec son filtre de sortie de courant (L1 avec C1 et C2) a un minimum d'environ 100 mOhms (à 9 KHz), ce qui semble bon si l'impédance du réseau de distribution source est maintenue faible. Mais souvenez-vous de l'amortissement du filtre de sortie qui semblait si bon à la charge de 40A, bien si la charge tombe à 10A, l'amortissement n'est pas si bon. Cela signifie qu'à une charge de 10A, l'impédance d'entrée minimale tombe à environ 50 mOhms (à 9 KHz), ce qui rendrait la distribution source vraiment serrée et problématique. Quel paradoxe, que ce soit un problème de faible charge causé par l'amortissement du filtre de sortie variable.