Il ne semble pas y avoir de pénurie de circuits comme celui-ci qui tentent d'utiliser un R2R comme DAC et op. amp. comme tampon de sortie. Cela a du sens pour moi, alors j'ai décidé d'essayer d'en construire un.
J'ai construit un circuit un peu plus simple
simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab
Ce circuit utilise un seul ampli op d'un LM324 fonctionnant au gain unitaire. Les 3 autres dans le package ne sont pas connectés. Il est piloté à partir de +12 VDC sur le rail positif qui provient d'une alimentation banc.
Les résistances "4.4k" (2R) ne sont en réalité que deux résistances 2.2k en série.
D1-D4 fonctionne sur un atmega328p en utilisant un synthétiseur numérique direct à table d'onde que j'ai écrit. Je ne vais pas en parler beaucoup, mais le microcontrôleur fonctionne à +5 VDC, donc chaque ligne est de 0 ou 5 VDC.
Les R13, Q1 et R14 étaient juste pour que le circuit conduise une sorte de charge réelle. Le transistor agit comme un amplificateur inverseur.
J'ai à l'origine omis R10 et R12. J'ai obtenu une sortie comme ça.
- CH1 - jaune - sortie DAC
- CH2 - bleu - sortie op. amp.
À cette fréquence, c'était assez raisonnable.
- CH1 - jaune - sortie DAC
- CH2 - bleu - sortie op. amp.
Cela produit de manière assez inattendue une onde triangulaire déphasée.
À ce stade, j'ai ajouté R10 et R12.
- CH1 - jaune - entrée non inverseuse de l'op. amp.
- CH2 - bleu - sortie op. amp.
Cela a réduit de moitié la tension de sortie, mais a abouti à une sortie plus précise. Cette différence peut théoriquement être compensée en utilisant le gain dans l'op. amp.
Cependant, cela ne fonctionne toujours pas à des fréquences plus élevées.
- CH1 - jaune - entrée non inverseuse de l'op. amp.
- CH2 - bleu - sortie op. amp.
Dans ce cas, non seulement il produit une onde triangulaire de phase, mais il ne parvient jamais à +2,5 VDC ou à la terre.
Voici un plan physique de l'installation:
Comme j'utilise des cavaliers et des platines, il devrait y avoir une limite supérieure à la fréquence pratique que mon DAC peut produire. Cependant, le ~ 60 KHz que mon champ d'application indique ne devrait pas être un gros problème. La fiche technique du LM324 semble suggérer que 1 MHz est la limite supérieure pratique pour l'op. amp. à gain unitaire. La forme d'onde de sortie montrée ressemble aux transistors à l'intérieur de l'op. amp. sont saturés ou un effet similaire. Je ne connais pas assez les amplificateurs opérationnels.
Puis-je modifier mon circuit pour obtenir une reproduction précise du signal d'entrée à la sortie de l'ampli op de DC à 60 kHz?
Fiche technique que je cherchais pour le LM324:
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Le LM324 est un OPA ancien et lent. Il a une "vitesse de balayage" limitée, pas plus de 0,5 V / us, ce qui ne permet pas de suivre des changements de signal d'amplitude plus rapides que 1 MHz, comme vous l'avez trouvé dans votre propre expérience.
Il n'y a rien que vous puissiez faire pour améliorer le taux de balayage. Vous devez vous procurer un amplificateur opérationnel plus rapide.
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Essayez plutôt cette fiche technique .
Reportez-vous au tableau 6.8 - Conditions de fonctionnement à la page 7.
Le 1er paramètre du tableau est le "taux de balayage avec gain unitaire".
Cela vous indique à quelle vitesse la sortie de l'ampli op peut se déplacer, et pour ce LM324, c'est 0,5 V / μs - et c'est presque sans charge (1 MΩ || 30pF).
D'après vos mesures de portée, il semble que vous voyez environ 0,2 à 0,25 V / μs - pas entièrement déraisonnable avec une charge.
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La règle générale est qu'une bande passante à pleine puissance d'amplificateurs opérationnels (limite supérieure) représente environ 10% ou moins de la fréquence de gain unitaire. Pensez-y.
Le gain unitaire signifie que vous avez atteint une fréquence où le gain est au mieux égal à un, quelles que soient les conditions de test spécifiées par le fabricant. Ce n'est PAS non plus une sortie à pleine puissance. Cela signifie simplement Vout = Vin à une valeur bien inférieure à la pleine puissance.
Un transistor avec un hFE de 100 à 100 KHZ et une oscillation à pleine tension peut produire 1 volt pp à 1 MHZ, avec une entrée 1 volt pp. C'est le mieux qu'il puisse faire.
Le terme "gain unitaire" est un peu trompeur car il implique un gain utilisable, mais en vérité son gain a atteint sa limite. Pour une sortie pleine puissance avec gain déclaré, prenez 10% du gain unitaire comme point de départ.
Certains fabricants entrent dans des détails élaborés avec des graphiques pour le gain en fonction de la fréquence et de la charge, etc.
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Essayez ce circuit à transistors
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Avec une sonde de portée 10X standard sur Vout (13pF ou plus), vous aurez une bande passante d'environ 3 nanosecondes (50000000 Hertz). Ajustez R9 pour contrôler la ligne de base de la tension de sortie.
Vous pouvez augmenter R3 à 220 ou 330 ou 430 ohms; aux valeurs de résistance plus élevées, la capacité de la base du collecteur augmentera lorsque Vout sera proche de 1,0 V et vous verrez une décantation plus lente. Il en résulte un comportement non linéaire à haute fréquence (distorsion 2e harmonique) et vous obtiendrez une intermodulation somme / différence. Avec seulement 4 bits, je doute que ce soit un problème pour vous. Mais vous pouvez augmenter l'échelle de quelques résistances supplémentaires, à 6 ou 8 bits, et alimenter avec des formes d'ondes de somme de péché prédéfinies, puis examiner la FFT sur un oscilloscope ou un analyseur de spectre.
Amélioration des performances: si vous pouvez polariser le bas des 2 résistances: R1 et R9, à -0,2 volts, votre linéarité s'améliorera, probablement détectable pour les gros #bits. Notez que le chargement sur les lignes d'entrée logique n'est pas cohérent, ce qui produit également des non-linéarités.
L'utilisation d'une direction de courant différentiel, peut-être avec des sources de courant bipolaires et des commutateurs à diodes utilisés pour diriger, réduit la non-linéarité. À un moment donné, vous avez construit un DAC08 de Precision Monolithics Corp, mais avec une bande passante de 20 MHz à 50 MHz. Examinez cette fiche technique.
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/dac0800.pdf
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