Fonction de condensateur spécifique dans la rétroaction négative de l'amplificateur audio

L'amplificateur audio dont je parle ici se compose de trois étages. Entre autres, l'amplificateur comprend également une rétroaction négative (NFB) composée de deux résistances passives.

De la base de TR3 à la masse, il y a une résistance de l'ONF connectée en série avec le condensateur C2 (se référant au carré rouge). Quelle est la fonction de ce condensateur dans un tel circuit?

Je sais que ce circuit RC en série représente un filtre et limite la bande passante de gain de l'amplificateur aux basses fréquences. Cela représente évidemment une sorte de barrière à un amplificateur audio. Alors, pourquoi ne voudrais-je pas simplement le mettre à la terre? Cela serait très probablement considéré comme une amélioration de la bande passante de gain de l'amplificateur.

Pourquoi les premiers créateurs d'une telle topologie de circuits l'ont-ils mise là? Dans quel but?

Je n'en vois pas, sauf si court-circuiter ce condensateur à la masse et ne laisser que la résistance RF2 représente une autre source de polarisation pour la base de TR3, tandis que RF1 est déjà une source de polarisation pour la base de TR3. Donc, cela aurait probablement un autre effet.

Je vais voler un schéma que j'ai posté plus tôt sur une autre question que vous avez posée, le simplifier un peu et l'organiser pour la discussion. C'est ici:

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Maintenant, concentrez-vous sur la section de l' amplificateur différentiel et supposez pour l'instant qu'il n'y a pas d'entrée de signal.

$Q_1$ et $Q_2$divisent le courant de la source de courant 1 . Pour ce faire, ils ont besoin de courants de base de recombinaison. Ces courants de base doivent provenir d'une source continue.$Q_1$ a une source pour cela: $R_\text{IN}=10\:\text{k}\Omega$. Mais ce courant de base provoquera une légère chute de tension aux bornes$R_\text{IN}$ donc la base de $Q_1$sera un peu positif par rapport au sol. Nous ne nous soucions pas exactement où c'est. Ce n'est pas important. Nous savons simplement qu'il y aura quelques millivolts du côté positif du terrain pour que cela fonctionne.

Mais $Q_2$ nécessite également un courant de base de recombinaison, et comme pour $Q_1$cela doit également provenir d'une source DC. Dans ce cas, cette source DC est la sortie elle-même. Et ça passe$R_{\text{F}_1}$ Notez que la valeur de $R_{\text{F}_1}$ est aussi $10\:\text{k}\Omega$. Ce n'est pas un accident. L'idée est qu'il y a à peu près la même chute de tension aux bornes$R_{\text{F}_1}$ comme à travers $R_\text{IN}$ parce que les courants de recombinaison de base devraient être à peu près les mêmes pour les deux $Q_1$ et $Q_2$ s'ils divisent la source actuelle à peu près également.

Le problème restant est donc que la sortie elle-même doit être proche de la tension de masse si la tension de base de $Q_2$ va être n'importe où près de la tension de base de $Q_1$. (Cela doit être le cas, car leurs émetteurs sont également connectés.)

Le miroir actuel formé par $Q_3$ et $Q_4$(en théorie, et j'ai suggéré l'utilisation de BJT adaptés au VBE dans le schéma ci-dessus juste pour souligner cela) nécessitent que leurs courants de collecteur soient tous les deux très proches de la même valeur. L'amplificateur différentiel formé par$Q_1$ et $Q_2$ sont destinés à pouvoir avoir différents courants de collecteur, la différence sortira de la section d'amplificateur différentiel et deviendra le courant de base pour le VAS ($Q_6$.)

Donc, ce qui se passe, c'est que la paire différentielle BJT, $Q_1$ et $Q_2$, organisera automatiquement leur solde actuel de sorte que la conduite actuelle $Q_6$de base est juste la bonne quantité pour que le noeud de sortie soit proche de la masse et donc pour que la tension de base de $Q_2$ est suffisamment proche de la tension de base de $Q_1$.

Jusqu'à présent, la rétroaction négative (l'ONF) et le gain ne sont même pas pris en compte. Tout cela serait toujours vrai même si $R_{\text{F}_2}$ et $C_{\text{F}_2}$ont été entièrement supprimés du schéma. Le système serait toujours automatiquement trouver la tension de sortie droite de sorte que tout à équilibrer DC. Il est conçu pour cela.

Vous pouvez penser que c'est simplement que $C_{\text{F}_2}$ a une impédance infinie à DC et donc le réseau NFB (qui à AC forme un diviseur) n'est pas du tout un diviseur mais renvoie simplement la tension de sortie directement dans l'autre entrée de l'amplificateur différentiel avec un gain de 1.

Mais quoi que vous y pensiez, l'amplificateur "trouve un point de repos" (si vous le concevez de manière à ce qu'il ait suffisamment de marge de manœuvre pour y arriver, bien sûr.)

Maintenant, revenons à $R_{\text{F}_2}$ et $C_{\text{F}_2}$. Avec l'amplificateur à polarisation automatique en DC, par conception, si vous accrochez$R_{\text{F}_2}$ et $C_{\text{F}_2}$ hors du $Q_2$ la base et la masse de l'autre extrémité, tout ce qui se passe, c'est que ... encore une fois à DC ... $C_{\text{F}_2}$charge jusqu'à la tension de repos requise. Finalement, il n'y a pas de courant$R_{\text{F}_2}$ et donc pas de chute de tension à travers elle et donc la tension aux bornes $C_{\text{F}_2}$ est juste la différence entre la tension de base de $Q_2$ et au sol.

Mais voici la GRANDE CHOSE. L'ajout de cette "jambe" ici fait que quelque chose de nouveau se produit chez AC. (Chez DC, rien de nouveau.) Il forme maintenant un diviseur de tension. Cela signifie que seule une partie des variations de tension à la sortie sera présentée à la base de$Q_2$. Maintenant,$Q_2$ travaille à maintenir sa tension de base proche de la tension de base de $Q_1$. Il essaie donc de suivre$Q_1$. Mais s'il ne voit qu'une partie de ce qui se passe à la sortie, il s'ajuste de sorte que cette partie se déplace de concert avec ce qui se passe avec$Q_1$. Mais cela signifie que la sortie doit se déplacer encore plus, car seule une petite partie de ce qui se passe à la sortie est "vue" par$Q_2$.

L'effet de tout cela est le gain . Vous pouvez donc maintenant régler le gain du système indépendamment de la polarisation CC nécessaire. C'est une bonne chose.

Et c'est comme ça que ça marche.

REMARQUE

Juste au cas où quelqu'un penserait que ce qui précède est une conception complète qui est constructible et fonctionnera tout seul, sans aucun ajustement ou ajustement pour faire face aux caprices des BJT, veuillez être désabusé de la notion. Le schéma n'est proche que de quelque chose qui pourrait$5\:\text{W}$ comme sortie dans un $8\:\Omega$charge du haut-parleur. Mais le multiplicateur VBE aurait certainement besoin d'un ajustement et il est probable que les sources actuelles pourraient également utiliser quelques ajustements. Les paires de BJT spécialisées utilisées dans l'amplificateur différentiel complet pourraient fonctionner presque immédiatement. Mais il est possible que certains changements soient nécessaires. Le multiplicateur VBE lui-même doit être couplé thermiquement à$Q_{10}$ et / ou $Q_{11}$pour qu'il puisse mieux suivre aussi. Et la valeur de$R_3$devrait être modifié de sorte qu'il soit proche de la pointe de ses réponses paraboliques. Un circuit pratique comprendrait probablement quelques potentiomètres, dont aucun n'est inclus dans le schéma. Et il y a d'autres détails de construction que je n'ai pas mentionnés et que probablement d'autres ici sur EESE en savent plus que moi.

À moins que vous ne vous sentiez capable de comprendre et de travailler à travers la configuration et la modification de cette conception pour les BJT que vous avez sous la main, vous devriez considérer cela plus comme un exemple que comme un vrai. Et si vous n'avez pas accès à des paires BJT adaptées pour l'amplificateur différentiel lui-même, alors il y a quelques résistances de dégénérescence nécessaires à plusieurs endroits pour aider à faire face à la non-correspondance VBE ainsi qu'au moins une résistance supplémentaire nécessaire pour faire face à la non-correspondance bêta avec$Q_3$ et $Q_4$ (cette résistance serait probablement utile si les BCV61 étaient également utilisés à la place des BCM61.)

En dehors de tout cela, cette conception d'amplificateur est ... semi-proche.

Le gain de l'amplificateur dépend de Rf1 et Rf2.

Comme vous le savez, le décalage CC d'entrée d'un amplificateur, qui dépend du déséquilibre dans la paire de transistors d'entrée, apparaît à la sortie amplifiée par son gain.

C2 est un condensateur, donc il ne passe pas DC. Cela supprime Rf1 de l'équation et ramène le gain à 1 à DC.

C'est une astuce simple pour s'assurer que la tension de décalage DC de sortie n'est pas multipliée par le gain de l'amplificateur, c'est tout.

Avec C2, l'amplificateur a un gain CC de 1. Sans lui, 23. Le gain CA est de 23.

Puisqu'aucune méthode n'est fournie pour annuler la tension de décalage d'entrée, qui est amplifiée par le gain CC, avoir un gain CC pourrait causer des problèmes.

Le décalage nul pourrait être fourni par un potentiomètre entre R2 et R3. Attention, cependant, la tension de décalage d'entrée peut changer avec la température et cela ne fait rien pour corriger cela.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}