Je suppose que j'ai été quelque peu ignorant en ce qui concerne les détails les plus fins de la mise en page de la carte. Dernièrement, j'ai lu quelques livres qui font de leur mieux pour me guider dans le droit chemin. Voici quelques exemples d'un conseil d'administration récent, et j'ai mis en évidence trois des plafonds de découplage. La MCU est un package LQFP100 et les limites sont 100nF dans les packages 0402. Les vias se connectent au sol et au plan de puissance.

Le capuchon supérieur (C19) est placé conformément aux meilleures pratiques (telles que je les comprends). Les deux autres ne le sont pas. Je n'ai pas remarqué de problèmes. Mais là encore, le tableau n’a jamais quitté le laboratoire.

Je suppose que ma question est la suivante: quelle en est la nature? Tant que les pistes sont courtes, est-ce important?

Les broches Vref (tension de référence pour l’ADC) ont également un capuchon de 100 nF. Vref + provient d'un régulateur shunt intégré TL431. Vref- va à la terre. Ont-ils besoin d'un traitement spécial comme un blindage ou une terre locale?

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Merci pour d'excellentes suggestions! Mon approche a toujours été de compter sur un plan de sol ininterrompu. Un plan de masse aura l'impédance la plus faible possible, mais cette approche peut s'avérer trop simpliste pour les signaux de fréquence supérieure. J'ai rapidement essayé d'ajouter de la puissance de terre et locale au MCU (il s'agit d'un NXP LPC1768 fonctionnant à 100 MHz). Les bits jaunes sont les bouchons de découplage. Je vais examiner les casquettes en parallèle. La masse et la puissance locales sont connectées à la couche GND et à la couche 3V3 à l'endroit indiqué.

La terre et la puissance locales sont faites avec des polygones (pour). Ce sera un travail de réacheminement majeur pour minimiser la longueur des "pistes". Cette technique limitera le nombre de pistes de signal pouvant être acheminées sous et à travers le paquet.

Est-ce une approche acceptable?

Le contournement et la mise à la terre sont malheureusement des sujets qui semblent mal enseignés et mal compris. Ce sont en fait deux problèmes distincts. Vous posez des questions sur le contournement, mais vous vous êtes implicitement mis à la terre.

Pour la plupart des problèmes de signal, et ce cas ne fait pas exception, il est utile de les considérer à la fois dans le domaine temporel et dans le domaine fréquentiel. Théoriquement, vous pouvez analyser l'un ou l'autre et convertir mathématiquement l'un en l'autre, mais chacun donne un aperçu différent au cerveau humain.

Le découplage fournit un quasi-réservoir d’énergie permettant d’atténuer la tension due aux changements à très court terme de la consommation de courant. Les lignes de retour à l'alimentation ont une certaine inductance, et il faut un peu de temps à l'alimentation pour répondre à une chute de tension avant de produire plus de courant. Sur une seule carte, il peut généralement se rattraper au bout de quelques microsecondes (nous) ou de plusieurs dizaines d’entre nous. Toutefois, les puces numériques peuvent modifier considérablement leur consommation actuelle en seulement quelques nanosecondes. Le capuchon de découplage doit être proche de la puissance de la puce numérique et des câbles de masse doivent faire leur travail, sinon l'inductance de ces câbles gênerait la fourniture du courant supplémentaire rapidement avant que l'alimentation principale puisse rattraper son retard.

C'était la vue du domaine temporel. Dans le domaine fréquentiel, les puces numériques sont des sources de courant alternatif entre leurs broches d’alimentation et de masse. En courant continu, l’alimentation provient de l’alimentation principale et tout va bien, nous allons donc ignorer le courant continu. Cette source de courant génère une large gamme de fréquences. Certaines fréquences sont si élevées que la faible inductance relativement longue conduit le début de l'alimentation principale à devenir une impédance importante. Cela signifie que ces hautes fréquences provoqueront des fluctuations de tension locales à moins qu'elles ne soient traitées. Le bouchon de dérivation est le shunt à basse impédance pour ces hautes fréquences. Encore une fois, les dérivations du cache de dérivation doivent être courtes, sinon leur inductance sera trop élevée et empêchera le condensateur de court-circuiter le courant haute fréquence généré par la puce.

Dans cette vue, toutes vos mises en page semblent bonnes. Le capuchon est proche des puces d'alimentation et de masse dans chaque cas. Cependant, je ne les aime pas pour une raison différente, et cette raison est ancrée.

Une bonne mise à la terre est plus difficile à expliquer que de la contourner. Il faudrait tout un livre pour vraiment aborder cette question, alors je ne ferai que citer des morceaux. La première tâche de la mise à la terre consiste à fournir une référence de tension universelle, que nous considérons généralement comme 0V puisque tout le reste est considéré par rapport au réseau de terre. Cependant, pensez à ce qui se passe lorsque vous utilisez le réseau terrestre. Sa résistance n'est pas nulle, ce qui entraîne une petite différence de tension entre différents points de la terre. La résistance CC d'un avion en cuivre sur un circuit imprimé est généralement suffisamment basse pour que cela ne pose pas trop de problème pour la plupart des circuits. Un circuit purement numérique a au moins une centaine de marges de bruit en mV. Par conséquent, quelques décalages de 10 ou de 100 centraux uV ne sont pas un gros problème. C'est le cas dans certains circuits analogiques, mais ce n'est pas le problème que j'essaie de résoudre.

Pensez à ce qui se passe lorsque la fréquence du courant traversant le plan de sol augmente de plus en plus. À un moment donné, tout le plan de sol n'a qu'une demi-longueur d'onde. Maintenant, vous n'avez plus un avion au sol mais une antenne patch. Rappelons maintenant qu'un microcontrôleur est une source de courant large bande avec des composants haute fréquence. Si vous faites circuler même un petit peu son courant de terre sur le plan de sol, vous avez une antenne patch alimentée au centre.

La solution que j’utilise habituellement, et pour laquelle j’ai la preuve quantitative que cela fonctionne bien, est de garder les courants haute fréquence locaux hors du plan du sol. Vous souhaitez créer un réseau local des connexions d'alimentation et de mise à la terre du microcontrôleur, les contourner localement, puis créer une seule connexion entre chaque réseau et les réseaux d'alimentation et de mise à la terre du système principal. Les courants haute fréquence générés par le microcontrôleur sortent par les broches d’alimentation, par les bouchons de dérivation, puis dans les broches de terre. Il peut y avoir beaucoup de vilains courants haute fréquence autour de cette boucle, mais si cette boucle ne dispose que d’une connexion unique à la carte d’alimentation et aux réseaux de mise à la terre, ces courants resteront en grande partie hors de ceux-ci.

Donc, pour revenir à votre présentation, ce que je n’aime pas, c’est que chaque bouchon de dérivation semble avoir un via séparé pour le pouvoir et la terre. Si ce sont les plans d'alimentation principale et de masse du tableau, c'est mauvais. Si vous avez suffisamment de couches et que les vias vont vraiment aux plans d'alimentation et de masse locaux, c'est normal tant que ces plans locaux sont connectés aux plans principaux en un seul point .

Cela ne prend pas les avions locaux pour le faire. J'utilise régulièrement la technique locale d'alimentation et de mise à la terre même sur des panneaux à 2 couches. Je connecte manuellement toutes les broches de terre et toutes les broches d’alimentation, puis les bouchons de dérivation, puis le circuit en cristal avant d’acheminer quoi que ce soit. Ces réseaux locaux peuvent être une étoile ou tout autre droit sous le microcontrôleur, tout en permettant à d’autres signaux d’être acheminés autour d’eux selon les besoins. Cependant, encore une fois, ces réseaux locaux doivent avoir exactement une connexion aux réseaux d'alimentation et de mise à la terre de la carte principale. Si vous avez un plan de masse de niveau planche, il y en aura un via un endroit quelconque pour connecter le réseau de masse local au plan de masse.

Je vais généralement un peu plus loin si je peux. Je mets des capuchons de dérivation en céramique de 100nF ou 1uF aussi près que possible des broches d'alimentation et de masse, puis achemine les deux réseaux locaux (alimentation et terre) vers un point d'alimentation et leur pose un capuchon plus large (généralement de 10uF) et effectue les connexions simples. au sol de la planche et des filets d’alimentation juste de l’autre côté du capuchon. Ce capuchon secondaire fournit un autre shunt aux courants haute fréquence qui ont échappé au shunté par les capuchons de dérivation individuels. Du point de vue du reste de la carte, l’alimentation du microcontrôleur se fait sans trop de hautes fréquences désagréables.

Alors maintenant, pour répondre enfin à votre question de savoir si la disposition que vous avez est importante est comparée à ce que vous pensez être les meilleures pratiques. Je pense que vous avez assez bien contourné les broches d’alimentation / de masse de la puce. Cela signifie que cela devrait fonctionner correctement. Cependant, si chacun a un via séparé vers le plan de sol principal, vous pourriez avoir des problèmes EMI plus tard. Votre circuit fonctionnera bien, mais vous ne pourrez peut-être pas le vendre légalement. Gardez à l'esprit que la transmission et la réception RF sont réciproques. Un circuit qui peut émettre des signaux RF à partir de ses signaux est également susceptible de capter ces signaux externes et de générer du bruit au-dessus du signal. Ce problème ne concerne donc pas que tous les autres. Votre appareil peut fonctionner correctement jusqu'à ce qu'un compresseur à proximité soit démarré, par exemple. Ce n'est pas qu'un scénario théorique. J'ai vu des cas exactement comme ça,

Voici une anecdote qui montre à quel point cela peut faire une réelle différence. Une entreprise fabriquait de petits gadgets qui leur coûtaient 120 dollars à produire. J'ai été embauché pour mettre à jour la conception et obtenir un coût de production inférieur à 100 dollars si possible. L'ancien ingénieur ne comprenait pas vraiment les émissions RF et la mise à la terre. Il avait un microprocesseur qui émettait beaucoup de merde RF. Sa solution pour réussir les tests de la FCC consistait à enfermer tout le gâchis dans une boîte de conserve. Au moment de la production, il a fabriqué un panneau à 6 couches avec la couche inférieure moulée, puis a fait souder une pièce de tôle personnalisée sur la section désagréable. Il pensait que rien qu'en enfermant tout ce qu'il y avait dans le métal, il ne rayonnerait pas. C'est faux, mais je ne vais pas entrer dans les détails maintenant. La boîte a effectivement réduit les émissions, de sorte qu’elles ont tout juste gâché avec les tests de la FCC avec 1/2 dB à perdre

Ma conception utilisait seulement 4 couches, un seul plan de masse sur toute la largeur de la carte, aucun plan d'alimentation, mais des plans de masse locaux pour quelques-uns des circuits intégrés de choix avec des connexions à point unique pour ces plans de masse locaux et les réseaux de puissance locaux, comme je l'ai décrit. Pour raccourcir la longueur de l’histoire, cela a dépassé la limite de la FCC de 15 dB (c’est beaucoup). Un autre avantage était que cet appareil était aussi en partie un récepteur radio et que les circuits beaucoup plus silencieux alimentaient la radio en moins de bruit et doublaient sa portée (c'est beaucoup aussi). Le coût de production final était de 87 $. L'autre ingénieur n'a plus jamais travaillé pour cette entreprise.

Il est donc essentiel de contourner, de mettre à la terre, de visualiser et de gérer les courants de boucle à haute fréquence. Dans ce cas, cela a contribué à rendre le produit meilleur et moins cher en même temps, et l’ingénieur qui ne l’avait pas obtenu a perdu son travail. Non, c'est vraiment une histoire vraie.

L'objectif principal d'un réseau de distribution d'énergie est de réduire l'inductance entre les composants connectés. Ceci est très important pour tout plan utilisé comme référence (par exemple, "masse", "vref" ou "retour") car la tension sur ce réseau sert de référence pour les tensions sur vos signaux. (Par exemple, les seuils VIL / VIH d'un signal TTL sont référencés sur la broche GND de la puce, et non sur VCC.) La résistance n'est en réalité pas si importante dans la plupart des applications de circuits imprimés, car la composante d'inductance de l'impédance totale est dominante. (Sur une puce, cependant, cela est inversé: la résistance est la partie dominante de l'impédance.)

N'oubliez pas que ces problèmes sont particulièrement importants pour les circuits à grande vitesse (> 1 MHz).

Plan de référence en tant que nœud en bloc

La première chose à vérifier est de savoir si votre plan de référence peut être considéré comme un nœud localisé, par opposition à une ligne de transmission. Si le temps de montée de votre signal est supérieur au temps nécessaire pour que la lumière passe d'un bord à l'autre de la carte ( en cuivre ; une bonne règle est de 8 pouces par nanoseconde), vous pouvez envisager le plan de référence. être un élément forfaitaire, et la distance entre la charge et le condensateur de découplage n'a pas d'importance. Il s’agit là d’une décision importante, car elle affecte votre stratégie de placement des vias de puissance et des condensateurs.

Si les dimensions des plans sont plus grandes, vous devez non seulement répartir les condensateurs de découplage, mais également davantage de condensateurs et les condensateurs doivent se situer dans la distance de temps de montée de la charge découplée.

Via inductance

Poursuivant nos efforts pour minimiser l’inductance, si le plan est un élément forfaitaire, l’inductance entre la partie et le plan devient dominante. Considérez C19 dans votre premier exemple. L’inductance vue de l’avion à la puce est directement liée à la zone délimitée par les pistes. En d’autres termes, suivez le chemin du plan d’alimentation jusqu’à la puce, puis retirez la broche de terre vers le plan de masse et fermez enfin la boucle. Votre objectif est de minimiser cette zone, car moins d'inductance signifie plus de bande passante avant que l'inductance ne devienne dominante par rapport à la capacité de découplage. Rappelez-vous que la longueur du via de la surface au plan fait partie du chemin; Garder les plans de référence près des surfaces aide beaucoup. Il n’est pas rare que six ou plus de six planches de couches soient des plans de référence.

Donc, bien que vous ayez une assez petite inductance pour commencer (je devine 10-20 nH), il est possible de la réduire en donnant au CI son propre jeu de vias: étant donné votre taille via, un via proche de la broche 97 et un autre proche la broche 95 réduirait l'inductance à 3 nH environ. Si vous pouvez vous le permettre, des vias plus petits vous aideraient ici. (Bien honnêtement, puisque votre partie est un LQFP au lieu d'un BGA, cela ne vous aidera peut-être pas beaucoup, car la structure principale dans le paquet pourrait contribuer à elle seule 10 nH. Ou peut-être que ce n'est pas tant à cause de ... )

Inductance mutuelle

Les lignes et les vias menant à une charge ou à un condensateur n'existent pas dans le vide. S'il existe une ligne d'alimentation, il doit y avoir une ligne de retour. S'agissant de fils traversés par des courants, ils génèrent des champs magnétiques et, s'ils sont suffisamment proches les uns des autres, ils créent une inductance mutuelle. Cela peut être nocif (quand il augmente l'inductance totale) ou bénéfique (quand il diminue l'inductance totale).

Si les courants dans chacun des fils parallèles (je dis "fil" pour inclure à la fois trace et via) vont dans la même direction, l'inductance mutuelle s'ajoute à l'inductance propre, augmentant l'inductance totale. Si les courants dans chaque fil vont dans des directions opposées, l'inductance mutuelle se soustrait à l'inductance propre, ce qui diminue le total. Cet effet devient d'autant plus fort que la distance entre les fils diminue.

Par conséquent, une paire de fils allant au même plan devrait être éloignée (règle générale: plus de deux fois la distance entre la surface et le plan; supposez l'épaisseur du circuit imprimé si vous n'avez pas encore déterminé votre empilement) pour réduire l'inductance totale. . Une paire de fils reliant différents plans, comme tous les exemples que vous avez publiés, devrait être aussi rapprochée que possible.

Couper les avions

Étant donné que l’inductance est dominante et que (pour les signaux à grande vitesse) est déterminée par le chemin emprunté par le courant dans le réseau, il convient d’éviter les coupures dans l’avion, en particulier si des signaux la traversent, car le courant de retour (qui préfère suivre chemin directement sous la trace du signal pour minimiser la zone de boucle et donc l’inductance) doit faire un grand détour, inductance croissante.

Un moyen d'atténuer l'inductance créée par les découpes consiste à utiliser un plan local pouvant être utilisé pour sauter par-dessus la découpe. Dans ce cas, plusieurs vias doivent être utilisés pour réduire au minimum la longueur du trajet du courant de retour; toutefois, comme ce sont des vias qui vont dans le même plan et qui ont donc un courant traversant dans la même direction, ils ne doivent pas être placés près l'un de l'autre. autre, mais il devrait y avoir au moins deux distances dans le plan.

Il convient toutefois de prendre des précautions lorsque les traces de signal sont suffisamment longues pour être des lignes de transmission (c'est-à-dire après un temps de montée ou de descente plus court), car un remblai au sol à proximité de la trace modifiera l'impédance de cette trace, causant une réflexion (c.-à-d. dépassement, dépassement ou sonnerie). Cela se remarque surtout dans les signaux à la vitesse du gigabit.

Hors du temps

J'expliquerais en quoi la stratégie "un condensateur de 0,1 µF par broche d'alimentation" est contre-productive avec les conceptions modernes pouvant comporter des dizaines de broches d'alimentation par pièce, mais je dois vraiment commencer à travailler maintenant. Les détails sont dans les liens BeTheSignal et Altera PDN ci-dessous.

Recommandations (TL; DR)

• Rapprochez les vis du condensateur de découplage, si ces vis se dirigent vers des plans différents.
• Le meilleur choix est de placer le via dans le bloc-notes si vous en avez les moyens (vous devez remplir le via et placer la plaque par-dessus le remplissage, ce qui ajoute un jour ou deux à la fabrication et coûte plus cher). La deuxième solution consiste à placer les deux traversées du même côté du bouchon, aussi près que possible de l'autre et du condensateur. Un jeu supplémentaire de vias peut être placé sur le côté opposé du condensateur pour réduire l'inductance de moitié, mais assurez-vous que les deux groupes de via sont séparés d'au moins une épaisseur de carte (ou de deux distances dans le plan).
• Donnez à la CI ses propres vias de puissance et de terre, en maintenant les vias opposés les uns à côté des autres et les vias de même réseau plus éloignés. Ces vias peuvent être partagés avec des condensateurs de découplage, mais il est préférable d’avoir plus de vias plans que d’allonger les traces sur des vias plans. (Ma technique habituelle de mise en page consiste à placer la charge, puis les vias d'alimentation et de masse, puis de placer un condensateur de découplage du côté opposé du tableau s'il y a de la place. (S'il n'y a pas de place, le condensateur bouge, pas les vias! )
• Réduisez la plus grande dimension de chaque plan de référence afin de minimiser l'inductance et permettez le modèle d'élément locatif plus simple pour votre plan. Les coupes d'avion doivent être réduites au minimum et des avions locaux peuvent être utilisés pour les atténuer.

Voir également

• Henry Ott, Ingénierie de la compatibilité électromagnétique
• BeTheSignal.com
• Outil de conception d' Altera pour le réseau de distribution d'alimentation et note d'application - Celles-ci sont centrées sur les produits Altera, mais les stratégies de base s'appliquent à toute conception numérique à haute vitesse. L’outil PDN est idéal pour calculer l’impédance dans le plan en fonction des paramètres physiques et des condensateurs de découplage. Met au lit le mythe "un bouchon de 0,1 µF par broche" en vous montrant ce qui se passe réellement.

Je trouve que cela tend à aider à penser aux circuits RC équivalents que forment les traces, lorsque l’on doit tenir compte du comportement des lignes électriques (traces, par exemple de ^{très petites} résistances) et des bouchons de découplage.

Voici un schéma simple représentant les trois majuscules que vous avez dans votre message:
^{Il n’ya pas de polarité dans l’image, supposons donc que l’un des «pouvoirs» correspond à la terre et l’autre à la commande VCC.}

Il existe essentiellement deux approches pour découpler - A et C. B n’est pas une bonne idée.

Il sera plus efficace d’empêcher le bruit provenant du CI de se propager dans les rails d’alimentation de votre système. Cependant, il est moins efficace de découpler réellement les courants de commutation de l'appareil - Le courant permanent et le courant de commutation doivent traverser la même trace.

C est le plus efficace pour découpler le circuit intégré. Vous avez un chemin séparé pour la commutation des courants vers le condensateur. Par conséquent, l'impédance haute fréquence de la broche à la terre est plus basse. Cependant, plus le bruit de commutation de l'appareil retournera au rail d'alimentation.
D'autre part, cela entraîne une variation nette de la tension au niveau de la broche du circuit intégré et réduit le bruit d'alimentation haute fréquence en le connectant plus efficacement à la terre.

Le choix réel est spécifique à la mise en œuvre. Je tente d'aller avec C, et utilise simplement plusieurs rails d'alimentation autant que possible. Cependant, toute situation dans laquelle vous ne disposez pas de l'espace disponible sur la carte pour plusieurs rails et mélangez analogique et numérique A peut être justifiée, à condition que la perte d'efficacité de découplage ne cause aucun préjudice.

Si vous dessinez le circuit alternatif équivalent, la différence entre les approches devient plus claire:

C a deux chemins alternatifs séparés vers la terre, alors que A n'en a qu'un.

Les réponses à vos questions (toutes) dépendent beaucoup des fréquences qui circulent autour de votre PWA.

Indépendamment de tout ce que je vais dire, rappelez-vous que la plupart des décapsuleurs discrets deviennent inutiles au-dessus de 70 MHz environ. L'utilisation de plusieurs majuscules en parallèle peut pousser ce nombre un peu plus haut.

En règle générale, un objet commence à se comporter comme une antenne à L = longueur d'onde / 10. Longueur d'onde = c / f; nous avons donc besoin de L <c / (10f). Les tailles de caractéristiques de 1 cm deviennent importantes à environ 3 GHz. Avant de pousser un soupir de soulagement (car votre horloge ne tourne que, par exemple, à 50 MHz), rappelez-vous que vous devez réfléchir au contenu spectral des bords de l'horloge et des transitions de broches d'E / S de puce.

En général, vous voulez mettre beaucoup de bouchons autour du tableau et / ou utiliser un tableau avec des plans d'alimentation et de mise à la terre spécialement conçus, qui transforment fondamentalement tout le tableau en un condensateur distribué.

L'inductance du plomb et de la trace (L) est d'environ 15 nH / pouce. Cela équivaut à environ 5 Ohms / pouce pour un contenu spectral à 50 MHz et à environ 20 Ohms / pouce pour un contenu spectral à 200 MHz.

La mise en parallèle des N caps de la valeur C augmentera C d'un facteur N et réduira L d'environ un facteur de N. Votre schéma de découplage a une plage de fréquences utile. L'extrémité basse de cette gamme de fréquences est définie par la capacité effective totale de toutes vos capsules. La partie haute de la gamme de fréquences n’a rien à voir (je répète, rien) de la capacité de vos condensateurs: elle dépend des inductances de vos condensateurs et du nombre de condensateurs (et de leur placement) dans le réseau. L'inductance globale effective est inversement proportionnelle à N. Dix bouchons de 10 nF chacun sont hautement préférables à un maximum de 100 nF. 100 capsules, de 1 nF chacune, c'est encore mieux.

Pour que votre réseau de découplage EFFECTIVE C reste élevé et que votre réseau de découplage EFFECTIVE soit faible, vous devez distribuer vos capuchons (et non les regrouper à un ou plusieurs endroits).

Protéger vos conversions A / N du bruit est un tout autre sujet que je vais vous transmettre pour le moment.

J'espère que cela a aidé à répondre à certaines de vos questions.

Les condensateurs de dérivation remplissent quatre fonctions principales:

1. Ils minimisent les changements rapides dans les courants consommés sur les câbles d'alimentation (de tels changements dans l'appel de courant pourraient provoquer des interférences électromagnétiques ou coupler le bruit à d'autres périphériques de la carte).
2. Ils minimisent les changements de tension entre VDD et VSS
3. Ils minimisent les tensions entre le VSS et la terre
4. Ils minimisent les tensions entre la DMV et le rail positif de la carte

Le diagramme (A) de la réponse de Fake Name est de loin le meilleur moyen de minimiser les modifications dessinées sur les câbles d’alimentation, car les modifications du courant consommé par la CPU devront modifier la tension de protection avant de pouvoir provoquer une modification du courant d’alimentation. En revanche, dans le diagramme (C), si l'inductance de l'alimentation principale était dix fois supérieure à celle du capuchon de dérivation, l'alimentation verrait 10% de toutes les pointes de courant actuelles, quelle que soit leur taille ou leur perfection.

Le diagramme (C) est probablement le meilleur du point de vue de la minimisation des variations de tension entre VDD et VSS. Je suppose qu'il est probablement plus important de minimiser les variations du courant d'alimentation, mais s'il est plus important de maintenir la tension VDD-VSS stable, le diagramme (C) peut présenter un léger avantage.

Le seul avantage que je peux voir pour le diagramme (B) est qu’il minimise probablement la tension différentielle entre VDD et le rail d’alimentation positif de la carte. Ce n’est pas vraiment un avantage, mais si l’on inversait les rails, la tension différentielle entre VSS et la terre serait minimisée. Dans certaines applications, cela pourrait être important. Notez que l'augmentation artificielle de l'inductance entre le rail d'alimentation positif et le VDD peut aider à réduire les tensions différentielles entre le VSS et la terre.

En guise de remarque distincte du problème de mise en page, notez qu'il existe des raisons d'utiliser un assortiment de valeurs de condensateurs (par exemple 1000 pf, 0,01 uF et 0,1 uF) plutôt que des condensateurs de seulement 0,1 uF.

La raison en est que les condensateurs ont une inductance parasite. Les bons condensateurs céramiques ont une très faible impédance à la fréquence de résonance, l'impédance étant dominée par la capacité aux basses fréquences et l'inductance parasite aux fréquences les plus hautes. La fréquence de résonance décroît généralement avec l'augmentation de la capacité partielle (principalement parce que l'inductance est à peu près la même). Si vous utilisez uniquement des condensateurs de 0,1 µF, ils vous donneront de bonnes performances à basses fréquences, mais limiteront le contournement de vos hautes fréquences. Un mélange de valeurs de condensateur vous donne de bonnes performances dans une plage de fréquences.

Auparavant, je travaillais avec l'un des ingénieurs qui avait conçu le schéma et l'agencement de l'entraînement par moteur Segway, et il avait réduit le bruit du convertisseur analogique-numérique du DSP (la source principale étant l'horloge du système DSP) d'un facteur 5. 10 en modifiant les valeurs du condensateur et en minimisant l'impédance du plan de masse à l'aide d'un analyseur de réseau.

Une autre astuce consiste à minimiser l’impédance entre les rails GND et VCC internes du MCU et les plans d’alimentation.

Chaque broche d’entrée / sortie MCU non utilisée doit être connectée à GND ou à VCC, de manière à ce qu’en gros le même nombre de broches inutilisées soit transmis à VCC et à GND. Ces broches doivent être configurées en tant que sorties et leur valeur logique doit être définie en fonction du rail d'alimentation auquel la sortie est connectée.

De cette manière, vous établissez des connexions supplémentaires entre les rails d'alimentation internes de la MCU et les plans d'alimentation des cartes. Ces connexions passent simplement par l'inductance du package et l'ESR, ainsi que l'ESR du mosfet activé dans le pilote de sortie GPIO.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Cette technique est si efficace pour maintenir l’intérieur du MCU en liaison avec les plans d’alimentation qu’il est parfois payant de choisir un package pour un MCU donné comportant plus de broches que nécessaire, simplement pour augmenter le nombre de broches d'alimentation redondantes. Si le fabricant de votre carte peut s’y attaquer, vous devriez également préférer les boîtiers sans plomb (LCC) car ils ont généralement une inductance carte-à-matrice plus faible. Vous voudrez peut-être vérifier cela en consultant le modèle IBIS de votre MCU, le cas échéant.

Il est toujours préférable d’adopter les bonnes pratiques, d’autant plus qu’elles ne nécessitent aucun travail ni coût supplémentaire dans ce type de conception.

Les vias doivent être aussi proches que possible des pastilles du condensateur, afin de minimiser l'inductance. Le condensateur doit être proche des fils d’alimentation et de masse de la puce. Le routage dans la deuxième image doit être évité, et la première n'est pas idéale. S'il s'agit d'un prototype, je modifierais le découplage pour la version de production.

Mis à part le dysfonctionnement de la puce dans certaines circonstances, vous pourriez augmenter les émissions indésirables.

Même si votre conception "fonctionne" telle quelle, d'après mon expérience, j'ai découvert que, si vous ne faites pas un "bon" travail de découplage et de contournement, vos circuits seront moins fiables et plus sensibles au bruit électrique. Vous pouvez également constater que ce qui fonctionne dans le laboratoire peut ne pas fonctionner sur le terrain.