Conception à faible puissance - désactiver le diviseur de tension à l'aide d'un transistor?

J'ai un circuit diviseur de tension très simple pour mesurer la résistance d'une résistance en platine de 100 Ohms.

Je veux pouvoir couper le circuit du diviseur de tension de l'alimentation afin d'économiser de l'énergie.

Est-ce possible?

---------------------------+3.3v
              |
              |
          Transistor----low/high
              |
              |
              R1
              |
              |-------to A/D pin
              |
              R2
              |
              |
----------------------------GND

Ce que vous suggérez est possible, mais vous devez être conscient de certains pièges. Le plus gros problème est que le transistor ne déforme pas la mesure. Vous n'avez donné aucune exigence de précision, mais disons que c'est un A / D 10 bits et que vous ne voulez pas que le transistor ajoute plus d'un compte d'erreur. Sur l'échelle 3,3 V, un compte d'un A / D 10 bits est de 3,2 mV. Avec les deux résistances égales, le transistor ne peut donc pas chuter de plus de 6,5 mV. Cela exclut complètement un transistor bipolaire.

Le FET de canal AP peut le faire. Encore une fois, si vous voulez que le transistor n'ajoute pas plus de 0,1% d'erreur, il doit être inférieur à 200 mΩ lorsque les deux résistances sont égales, et la moitié dans le pire des cas.

Il est possible de trouver des FET à canal P de 100 mΩ, mais les FET à canal N sont plus nombreux et ont de meilleures caractéristiques, en particulier à ces basses tensions. J'utiliserais plutôt un commutateur bas côté canal N:

Le IRLML2502 est garanti à 80 mΩ max à seulement 2,5 V de commande de grille, donc il ajoutera très peu d'erreur. Si une erreur beaucoup plus faible est requise, vous pouvez mesurer le bas de R2 en plus du diviseur de tension, puis la chute à travers le commutateur peut être prise en compte dans le micrologiciel.

Ajoutée:

Vous avez maintenant changé la question en disant que vous utilisez vraiment un circuit en pont. Cela était logique lorsque la mesure devait être affichée avec un mouvement de compteur analogique, mais cela n'est pas nécessaire lors de l'utilisation d'un microcontrôleur moderne. Avec un microcontrôleur A / D normal, vous disposez déjà d'un pont car le résultat A / D est ratiométrique par rapport à la plage d'alimentation. En effet, l'autre côté du pont est intégré au micro. L'utilisation d'un autre pont externe et d'une deuxième entrée A / N n'ajoutera qu'une erreur. Si vous êtes d'accord avec une précision de tension de 0,1% provenant du diviseur, utilisez simplement le circuit ci-dessus.

Certains microcontrôleurs ont une ligne de référence de tension A / N négative distincte. C'est ce que l'on appelle la ligne PIC Vref- on Microchip, par exemple. Vous pouvez conduire Vref- à partir du bas de R2 pour ignorer la tension à travers Q1. Cependant, vérifiez la plage valide de la broche Vref. Cela peut ne pas être autorisé à aller aussi haut que Vdd. Il s'agit en fait d'un cas où vous pourrez peut-être utiliser la valeur maximale absolue au lieu des valeurs de fonctionnement. Lorsque le circuit du capteur est éteint, vous vous souciez seulement que l'A / D ne soit pas endommagé, pas qu'il fonctionne correctement. Bien sûr, si vous utilisez l'A / D pour d'autres choses, ce schéma ne fonctionnera pas.

Plus sur les ponts:

Il a été suggéré qu'un circuit en "pont" est meilleur dans ce cas et annulerait toute tension chuté par Q1 dans le circuit ci-dessus. Ce n'est pas le cas, du moins pas avec mon interprétation du circuit "bridge". Voici comment je pense que le pont est destiné à être connecté:

R1 est le capteur à résistance variable mesuré. R2, R3 et R4 sont des résistances fixes avec des valeurs connues. SW1 est l'interrupteur utilisé pour éteindre ce circuit lorsqu'il n'est pas utilisé pour économiser l'énergie. Lorsqu'une mesure est prise, SW1 est fermé. Dans ce schéma, SW1 est supposé être un interrupteur parfait avec R5 montré séparément pour représenter sa résistance à l'état passant.

Le point d'un circuit en pont est de fournir une tension différentielle entre V1 et V2. Cela était utile dans les anciens compteurs analogiques lorsque le compteur nécessitait un courant important et pouvait être directement connecté entre V1 et V2. Notez que la tension V1-V2 est toujours proportionnelle à Vdd. Ce circuit n'est pasindépendant de Vdd, et donc non indépendant de l'erreur apparente dans la tension d'alimentation provoquée par le courant à travers R5. Les circuits en pont sont indépendants de Vdd dans un seul cas, et c'est lorsque V1-V2 est nul. C'est pourquoi les anciens compteurs analogiques qui utilisaient des circuits en pont les combinaient avec une variable R3 calibrée avec précision. Vous n'utiliseriez pas la mesure de V1-V2 affichée sur le compteur comme mesure directe, mais plutôt comme rétroaction du réglage R3 de telle sorte que V1-V2 soit nul. Dans ce cas singulier, Vdd n'a alors pas d'importance, pas plus que l'impédance du compteur entre V1 et V2.

Ce que nous avons ici aujourd'hui avec les entrées A / N du microcontrôleur est un cas totalement différent. Ces A / N ne sont pas configurés pour la mesure différentielle, et nous n'avons de toute façon pas de moyen fiable calibré de faire varier R3. Cependant, nous pouvons effectuer des mesures de tension assez précises en fonction de la plage GND à Vdd .

Si R5 était égal à 0, alors la tension à V1 serait un rapport de Vdd dépendant uniquement de R1. Étant donné que le circuit du capteur et l'A / D dans le microcontrôleur produisent et mesurent la tension par rapport à la plage GND à Vdd, la valeur exacte de cette plage s'annule.

Le seul problème est lorsque R5 est non nul et inconnu sur une certaine plage. Cela ajoute une erreur inconnue à V1 même lorsqu'elle est considérée par rapport à la plage Vdd. En effet, le capteur produit une tension d'une fraction fixe de la gamme Vlow à Vdd, tandis que le micro la mesure comme une fraction fixe de GND à Vdd. La manière la plus simple de gérer cela est de garantir que Vlow est une fraction suffisamment petite de Vdd pour que cette erreur puisse être ignorée.

La suggestion d'utiliser un circuit en pont est apparemment pour que la mesure de V1 et V2 permette d'annuler cette erreur. Si R3 et R4 sont bien connus, alors le V2 est une fonction directe de Vlow, mais atténuée par le diviseur R4, R3. Avec une grande précision, V2 peut être mesuré, Vlow déduit et le résultat utilisé pour corriger la lecture V1. Cependant, il n'y a aucun avantage au diviseur R4, R3. Si vous devez corriger Vlow, il est préférable de le mesurer directement. En aucun cas, mesurer V2 n'est meilleur que mesurer directement Vlow . Étant donné qu'il vaut mieux mesurer Vlow et que nous n'avons donc pas besoin de V2, il est inutile de produire V2. R3 et R4 peuvent donc être éliminés, ne laissant rien qui pourrait être appelé un circuit en "pont".

La question montre un simple diviseur de tension de résistance, mais dans les commentaires, vous dites que vous utilisez un pont de Wheatstone.

R5 est la résistance du composant de commutation. Les mesures pour les deux configurations seront influencées par R5. Pour le diviseur de résistance:

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

et il est clair qu'un R5 plus élevé augmentera V1. Pour le pont de Wheatstone, nous avons:

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

où

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

De même, la sortie du pont de Wheatstone change lorsque VLOW> 0. Prendre la différence n'annule pas VLOW! , sauf dans la situation triviale où V1 = V2.

Si R1 est un RTD Pt100 (détecteurs de température à résistance), qui a une résistance de 100,0 $\Omega$ à 0 ° C et 138,5 $\Omega$à 100 ° C. Nous supposons que c'est la plage de mesure requise. Si les autres résistances du pont sont toutes à 100$\Omega$la tension de sortie sera de 0 V à 0 ° C et la plus élevée à 100 ° C. On peut s'attendre à ce que l'erreur due à R5 soit la plus élevée à 100 ° C.

Le graphique montre l'erreur de lecture en% due à une résistance R5 variant de 0 $\Omega$ à 1 $\Omega$. Le graphique violet est pour le diviseur de résistance, le graphique bleu pour le pont de Wheatstone. Wheatstone a une erreur plus élevée! Cela peut surprendre à première vue, mais s'explique facilement: les deux branches du pont divisent par deux le 200$\Omega$d'une branche, comme le diviseur en a une. Cela signifie que VLOW pour le pont sera deux fois plus élevé.

Le graphique montre l'erreur dans la lecture de la tension de sortie, nous devons la calculer à une valeur de température. Ce FET a un$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ de 90 m$\Omega$maximum. Si nous calculons notre lecture à 100 ° C comme si la résistance était nulle, nous obtiendrions 99,90 ° C. Avec ce FET , avec un 22 m$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$ notre lecture serait de 99,97 ° C.

Conclusion
La résistance du commutateur influence la lecture, mais elle sera inférieure à 0,1% lorsque vous utilisez un FET avec$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ <100 m$\Omega$.

(images schématiques empruntées à nouveau à Olin. Merci, Olin)

Si vous utilisez déjà un pont de Wheatstone (comme vous le dites dans le commentaire), alors c'est correct d'utiliser un commutateur MOSFET, car cela n'affectera que la tension de mode commun, et non le signal. Assurez-vous simplement que cela n'affecte pas votre éventuelle remise à zéro du décalage.

Le circuit devrait ressembler à ceci :

Bien sûr, c'est possible.

Mais ce ne sera sûrement pas approprié pour un circuit de mesure. En fonction de la$r_{DS}$de votre MOSFET, vous aurez une perte de précision importante. Considérez que le$r_{DS}$ n'est pas une valeur stable ni précise, et elle est le plus souvent spécifiée comme valeur maximale.

Vient maintenant la question: pourquoi utilisez-vous un diviseur de tension pour mesurer une résistance? Vous pouvez obtenir une meilleure précision (et également pouvoir utiliser un commutateur MOSFET sans perte de précision) avec un pont de Wheatstone .

Autre remarque: il est préférable d'utiliser un amplificateur avant d'envoyer le signal de sortie à l'ADC, sinon vous limiterez considérablement la plage dynamique du signal et perdrez la précision. Juste un amplificateur non inverseur avec un Opamp de précision (pas 741 :)), rail-à-rail si vous voulez éviter la double alimentation.

Oui, c'est possible - vous pouvez utiliser un MOSFET à canal P avec la source vers Vdd, le drain vers le diviseur et la porte vers uC ou tout ce que vous voulez contrôler. Également une résistance de rappel de la porte à la source (disons 10K)
Ensuite, pour allumer, tirez simplement la porte à la terre, pour l'éteindre, laissez-la flotter (réglez la broche uC sur Hi-Z)

Comme indiqué, selon le type de précision que vous visez, ce n'est peut-être pas la voie à suivre. Ce n'est certainement pas le plus précis, mais si cela ne vous dérange pas trop, c'est le plus simple.
Si vous sélectionnez un MOSFET à faible Rds et vérifiez le min / max, vous pouvez facilement déterminer comment cela peut affecter vos lectures et décider.

EDIT - en lisant les commentaires, si vous mesurez la température du sol et n'avez besoin que d'une précision de 0,5 ° C, je pense que quelque chose comme le DS18B20 serait probablement plus approprié et plus facile à utiliser qu'un PT100. Tout dans un petit paquet avec 2 ou 3 fils à connecter. Vous pouvez également les obtenir dans un boîtier étanche pratique sur eBay - voici un exemple .