Ce diviseur de tension de serrage pour une entrée à haute impédance est-il une bonne conception robuste?

J'ai une entrée AC comme suit:

1. Peut varier de ± 10V à au moins ± 500V en continu.
2. Fonctionne entre environ 1 Hz et 1 kHz.
3. Nécessite> 100 kΩ d'impédance, sinon son amplitude change.
4. Peut parfois être déconnecté et soumettre le système à des événements ESD.

Lorsque l'entrée est inférieure à 20 V, je dois numériser la forme d'onde avec un ADC. Quand il est au-dessus de 20V, je peux l'ignorer comme hors de portée, mais mon système ne doit pas être endommagé.

Étant donné que mon ADC a besoin d'un signal relativement rigide, je voulais mettre l'entrée en tampon pour d'autres étapes (dans celles-ci, je vais le polariser, le fixer à 0V à 5V et le nourrir à un ADC).

J'ai conçu le circuit suivant pour mon étage d'entrée initial pour obtenir une sortie sûre et forte que je peux alimenter à d'autres étages:

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Mes objectifs sont:

1. Assurer> 100 kΩ d'impédance sur la source.
2. Remplacez une entrée ± 20V par une sortie d'environ 1,66V.
3. Fournissez une sortie rigide.
4. Manipulez en toute sécurité les entrées haute tension continues (au moins ± 500 V).
5. Gérez les événements ESD sans décharger beaucoup de courant / tension sur les rails ± 7,5 V.

Voici ma justification pour la conception de mon circuit:

1. R1 et R2 forment un diviseur de tension, réduisant la tension de 12X.
2. La diode TVS réagit rapidement pour se protéger contre les événements ESD sur l'entrée, les jetant sur ma terre ferme, sans rien vider sur mes rails (faibles) ± 7,5 V.
3. La diode TVS gère également les surtensions extrêmes (soutenues ± 500 V) en shuntant à la terre. Il est passé R1 pour limiter le courant dans ces cas.
4. D1 et D2 fixent la tension divisée à ± 8,5 V, donc je n'ai pas besoin d'un condensateur haute tension pour C1 ; étant après R1 , le courant qui les traverse est également limité.
5. C1 découple le signal d'entrée. Ce sera un électrolytique bipolaire. Il doit avoir une capacité relativement importante pour permettre aux signaux de 1 Hz de passer sans être affectés: C1≫ $$\frac{1}{2 \pi R_2 C_1} \ll 1 \text{ Hz}$$ $$C_1 \gg \frac{1}{2 \pi \times 1 \text{ Hz}\times220 \text{ k}\Omega} = 8 \mu\text{F}$$
6. R3 et C2 , avec R3 = R1 , compensent la polarisation et le décalage du courant d'entrée dans l'ampli-op (plutôt que de simplement court-circuiter la sortie vers l'entrée négative); forment également un filtre passe-bas: $$f_c= \frac{1}{2 \pi R_3 C_2} = 36 \text{ kHz}$$

Ce circuit est-il optimal pour mes objectifs? Puis-je m'attendre à des problèmes avec cela? Y a-t-il des améliorations à apporter ou existe-t-il une meilleure façon d'atteindre mes objectifs?

EDIT 1

1. J'avais initialement dit que cela devait gérer ± 200 V en continu, mais je pense que ± 500 V est une cible plus sûre.

2. Pour que la diode TVS fonctionne telle quelle , R1 doit être divisé en deux résistances, ici R1a et R1b , comme suggéré par @ jp314 :

^{simuler ce circuit}

EDIT 2

Voici un circuit révisé qui intègre les suggestions reçues jusqu'à présent:

1. Zeners à travers l'alimentation ( @Autistic ).
2. Résistances y menant ( @Spehro Pefhany ).
3. Diodes BAV199 rapides ( @Master ; une alternative à faible fuite au BAV99 que @Spehro Pefhany a suggérée, bien qu'avec une capacité maximale d'environ 2 pF au lieu de 1,15 pF).
4. Diode TVS à l'avant et mise à niveau à 500 V ( @Master ), de sorte qu'elle ne gère que les événements ESD, protégeant R1 .
5. Dead short de la sortie de l'ampli op à l'entrée négative ( @Spehro Pefhany et @Master ).
6. Diminué C1 à 10μF ( @Spehro Pefhany ); cela introduit une chute de tension de 0,3% à 1 Hz, ce qui n'est pas aussi bon que le capuchon de 220μF d'origine, mais facilitera l'approvisionnement du condensateur.
7. Ajout d'une résistance R6 de 1 kΩ pour limiter le courant dans OA1 ( @Autistic et @Master ).

^{simuler ce circuit}

Votre D1 et D2 prendra les surtensions d'entrée, pas le TVS - divisez le 220k à 200k + 20k, et mettez la portion 20k entre le TVS et les diodes.

Ou utilisez simplement un zener de 4,7 V de ce nœud vers GND.

Vous n'avez pas besoin de R3 / C2. L'entrée d'ampli op non inverseur `` voit '' R2 (20K) sur le chemin DC du courant de polarisation (pas 220K), donc le décalage sera probablement négligeable si vous le remplacez par un court-circuit. Si vous insistez sur R3 / C2, voir ci-dessous pour le calcul.

Le 220K représente une réactance capacitive de 0,7uF à 1Hz, donc je pense qu'un petit condensateur céramique 10uF peu coûteux (et non étanche) sera très bien, ajoutant, en quadrature, environ 7%, donc un effet total de moins de 0,3% . Cependant, il peut y avoir des effets à cause du serrage, il vaut donc mieux étudier cela en fonction de la façon dont vous vous attendez à ce qu'il se comporte . Lors du serrage, il «voit» le 20k en série avec la pince à faible impédance, de sorte que la constante de temps est 11 fois plus courte.

R1 est essentiel pour la fiabilité - pratiquement toute la tension est supprimée - il doit être de type haute tension, conçu pour résister aux transitoires que vous attendez, surtout si cette tension d'entrée provient du secteur, ce qui peut signifier quelques kV. Vishay VR25 peut convenir (plombé). Ne lésinez pas ici. À moins que les derniers centimes ne soient plus importants que la fiabilité, je ne suis pas un grand fan de l'utilisation de plusieurs résistances ordinaires à cet effet non plus - une pièce correctement évaluée devrait être correcte, sauf si vous devez utiliser deux résistances correctement évaluées en série pour encore plus de fiabilité .

Je perdrais le TVS et envisagerais de fixer directement avec un shunt (comme une paire zener) ou des diodes de commutation à faible capacité comme une paire BAV99 à des shunts pré-polarisés, tels que Zeners ou TL431 (avec des résistances aux rails d'alimentation). Ce dernier aura une capacité beaucoup moins importante que l'utilisation directe des zéners et entraînera donc moins de déphasage à 1 kHz, si cela est important pour vous. Le courant de serrage est inférieur à 1 mA à 200 V, donc ce n'est pas très éprouvant, tant que R1 résiste aux EMF auxquels il est soumis. Les deux options que j'ai suggérées peuvent facilement fixer 100mA, au moins pendant une courte période.

R3 / C2 ne forment pas vraiment un filtre passe-bas - R3 et la capacité d'entrée de l'ampli-op forment un filtre passe-bas, et C2 serait idéalement choisi pour être beaucoup plus grand, donc si la capacité d'entrée est de 15pF, vous pourriez utiliser 1nF ou quelque chose comme ça. Vous ne rencontreriez des problèmes avec le 20K seul que si vous aviez un ampli op extrêmement inapproprié (capable de très hautes fréquences) où le déphasage résultant affectait la stabilité, et bien sûr un court-circuit n'a pas ce problème.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Le P / N d'OP AMP et les diodes sur les schémas ne signifient rien. Les diodes D3 D4 sont soit une jonction BAV199 soit 2 jonctions Gate to Channel de jFET MMBF4117. OA1 est OPA365. C3 doit être sélectionné pour fournir une fréquence de passage suffisamment basse pour le filtre sur C3, R1 / 2.

R2 et R3 sont de préférence des résistances à couches minces précises ou même deux parties d'un réseau de résistances. Ils définissent votre dérive zéro.

R5 doit être évalué pour une tension de 1 kV, vous pouvez utiliser plusieurs résistances 0603 en série.

Et, pour être vraiment sûr, vous pouvez ajouter une résistance de 1 kOhm entre l'entrée non inverseuse de l'OPA365 et le milieu de R1 R2. Cela aide à limiter le courant d'entrée si quelque chose va vraiment mal.

Le limiteur de tension haute puissance (comme la diode TVS ou la varistance) est de préférence connecté entre INPUT et GND. Sa tension est d'environ 600-800 V.

Quel type d'OPA utilisez-vous? S'il s'agit d'une entrée FET OP AMP (courants d'entrée inférieurs à 100 pA), vous n'avez pas besoin de R3 C2. De plus, si vous ne vous souciez pas du décalage DC, il est préférable de supprimer R3 C2.

Je ne vois aucune valeur dans la diode TVS 30 V. Tout à fait d'accord avec @Autistic. Vous pouvez le mettre directement en parallèle à l'entrée (avant R1) et passer au type 500-700 V. Sa fonction est alors: de protéger R1 et les autres appareils électroniques des pointes très courtes de plus de 800 V (je ne sais pas si votre application peut rencontrer ce genre de problème).

R1 doit être évalué pour 1000 V ou implémenté comme une série de résistances 0603 ou plus, en tenant compte des écarts d'isolement.

Quant à la "vraie" pince: l'idée de @Spehro Pefhany de BAV199 pré-polarisé (deux diodes à faible fuite dans un boîtier SOT) semble la meilleure. Je ne me soucierais pas trop des courants des rails d'alimentation: ils sont limités à 4 mA (800 V / 200 kOhms), c'est probablement moins que le courant d'alimentation d'un OP AMP que vous utilisez.

Pourquoi ne pas mettre R2 (je crois que c'est un diviseur de tension) avant C1 et utiliser une très grande résistance (1 MOhm) à la place de R2 - cela permet à C1 d'être aussi petit que quelques uF.