Pourquoi LTSpice ne prévoit-il pas cette oscillation de l'ampli opérationnel?

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Je suis en train de développer un circuit qui servira de charge électronique pour les bancs d'essai des alimentations. Une question précédente sur la façon de tester ce circuit a reçu plusieurs réponses très utiles et peut être trouvée ici: Comment tester la stabilité d'un ampli opérationnel? . Cette question concerne la façon d'interpréter mes résultats de simulation et de test.

Voici le schéma du circuit tel que simulé et testé sur la maquette:

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L'intrigue produite par LTSpice indique que le circuit est assez stable. Il y a un dépassement de 1 mV sur la montée de 5 V qui se résout en un cycle. Il peut à peine être vu sans zoomer un peu.

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Il s'agit d'une photo du même test utilisant la lunette sur le circuit maquette. L'augmentation de tension est beaucoup plus petite et la période est plus longue, mais le test est le même; alimentation d'une onde carrée dans l'entrée non inverseuse (+) de l'ampli-op.

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Comme vous pouvez le voir, il y a un dépassement significatif, peut-être 20%, puis une décroissance exponentielle en une oscillation régulière pendant la durée du signal haut, et il y a un dépassement mineur à l'automne. La hauteur du signal bas n'est que le bruit de fond (environ 8mv). C'est la même chose que lorsque le circuit est éteint.

Voici à quoi ressemble la construction de la maquette:

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Le MOSFET est en haut sur un dissipateur thermique, connecté par les fils jaune, rouge et noir; grille, drain et source, respectivement. Les fils rouge et noir menant à la petite proto-carte sont respectivement IN + et IN-, connectés aux prises banane de la plaque d'expérimentation pour éviter le courant de niveau de puissance à travers la plaque d'expérimentation. La source d'alimentation chargée dans le test est une batterie scellée au plomb (SLA), pour éviter toute instabilité dans la source d'alimentation elle-même. Le cavalier d'argent est l'endroit où l'onde carrée est injectée à partir de mon générateur de fonctions. La résistance, la diode, etc. en bas à gauche fait partie d'un sous-circuit de réglage manuel du niveau de charge (basé sur un potentiomètre) et n'est pas connectée.

Ma principale question est la suivante: pourquoi LTSpice ne prévoit-il pas cette instabilité importante? Ce serait vraiment pratique si c'était le cas, car alors je pourrais simuler mon réseau de compensation. En l'état, je n'ai qu'à brancher un tas de valeurs différentes et à re-tester.

Mon hypothèse principale est que la capacité de grille de l'IRF540N n'est pas modélisée dans le modèle SPICE et que je conduis une charge capacitive de ~ 2nF qui n'est pas prise en compte. Je ne pense pas que ce soit tout à fait correct car je vois des capacités dans le modèle ( http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi ) qui semblent être du bon ordre de grandeur.

Est-ce que je peux obtenir la simulation pour prédire cette instabilité afin que je puisse également régler les valeurs de mon réseau de compensation?

RAPPORT DES RÉSULTATS:

Ok, il s'est avéré que le modèle LTspice que j'utilisais pour l'ampli-op LM358 était assez ancien et n'était pas assez sophistiqué pour modéliser correctement la réponse en fréquence. La mise à jour vers une version relativement récente de National Semi ne prédisait pas l'oscillation, mais montrait clairement le dépassement de 20%, ce qui m'a donné quelque chose à travailler. J'ai également modifié la tension de crête de l'impulsion pour qu'elle corresponde à mon test de maquette, ce qui a rendu le dépassement plus facile à voir:

Tracé LTspice avec un meilleur modèle LM358N

Sur la base de cette "rétroaction", j'ai commencé avec la méthode de compensation recommandée à l'unanimité qui, je crois, est un exemple de compensation de pôle dominant . Je ne sais pas si la résistance de grille fait partie de cela ou d'un deuxième système de compensation, mais cela s'est avéré critique pour moi. Voici les valeurs avec lesquelles je me suis retrouvé après pas mal d'essais et d'erreurs:

Schéma compensé

Cela a produit une forme d'onde très stable, bien que j'aimerais augmenter et diminuer un peu plus si je le pouvais, pour mieux tester la réponse en fréquence des alimentations que je testerai avec cette charge. J'y travaillerai un peu plus tard.

Tracé LTspice compensé

J'ai ensuite utilisé les nouvelles valeurs sur la planche à pain, et voilà, j'ai obtenu ceci:

Prise de vue compensée

J'étais assez excité à ce sujet :)

D'autant plus que, pour intégrer les nouveaux composants, j'ai aggravé plutôt que amélioré les parasites de la maquette.

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Quoi qu'il en soit, celui-ci s'est terminé avec bonheur, j'espère que cela aidera les autres qui le trouveront sur la recherche. Je sais que j'aurais arraché le peu de cheveux qu'il me reste en essayant de composer ces valeurs en poussant différents composants dans la planche à pain :)

scanny
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LTSpice ne comprend pas les inductances (alias cavaliers) entre votre maquette et le MOSFET. Il ne comprend pas non plus le chemin tortueux probable que prend 0V lors de l'utilisation d'une planche à pain. LTSpice modélisera la capacité de grille et il convient également de noter que la résistance de la source mettra une résistance de valeur moyenne en série avec cette capacité de grille.
Andy aka
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Le modèle IRF540 que j'ai utilisé (PSpice) contient un plafond d'application en vrac. 2nF, un plafond grille-source de 1,1nF et un plafond grille-drain de l'application. 0,5nF. Je suppose que les problèmes surviennent en raison des influences parasites L et C de la maquette. Vous devez réduire la zone occupée (fils de connexion plus courts).
LvW
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Voir ma réponse ci-dessous (modèle d'opamp réel et réseau de compensation nécessaires).
LvW
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AJOUTER un plafond ESR faible de 0,1 uF avec la série L minimale possible de l'ampli op Vcc à la masse. Il peut ressembler physiquement à celui connecté à Vcc maintenant, mais sans l'immense boucle de couplage et les longues pistes de planche à pain. Il se connectera probablement à travers le corps du circuit intégré de la broche 8 à la broche 4 et aura l'air laid, mais fonctionnera semi-infiniment mieux. Ensuite, ajoutez le grand capuchon électrolytique sur les rails d'alimentation où la ligne Vcc pénètre dans le rail d'alimentation de la maquette. Si vous pouvez vous résoudre à le câbler, pour l'instant, d'une manière laide de la broche 4 à l'étain 8 aussi directement que possible, cela pourrait aider, ...
Russell McMahon
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... mais les chances sont les 0,1 uF que vous avez là maintenant (à la place de la L + C précédente) vous aideront assez. Si cela n'a pas aidé ou suffisamment aidé, essayez une résistance de 10 ohms, par exemple, de la sortie opamp à la porte FET. C'est généralement pour arrêter les choses un peu plus fallacieuses et avec moins de raison que l'oscillation que vous voyez. | C'est probablement bien en bas de la liste des points les plus pertinents, mais la mise à la terre des deux entrées de l'opamp inutilisé n'est pas une mauvaise idée (probablement :-) - c'est-à-dire que Murphy a parfois d'autres idées). Rapport ... . ALORS vous pouvez regarder le "ce qui ne va pas avec mon Q&A de circuit prévu que d'autres traitent.
Russell McMahon

Réponses:

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Il existe différents modèles pour l'unité LM358. Les simulations PSpice basées sur "LM358" entraînent une marge de phase de l'application. 50 ... 60 deg. Mais apparemment, c'est un modèle très simple.

Cependant, lors de l'utilisation du modèle LM358 / NS, la marge est légèrement négative ! Ceci explique l'instabilité observée lors des mesures. Par conséquent, une stabilisation externe du schéma de rétroaction est nécessaire.

Compensation : Un schéma de compensation (connexion en série R = 500 ... 1000 Ohms et C = 50 ... 100nF) au nœud de sortie opamp fournit une marge de phase d'application. 50 deg. (simulation).

LvW
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Ce fut une aide importante. J'avais utilisé un modèle LM358 Spice de 1989 qui était beaucoup plus simple que le modèle LM358 / NS que j'ai trouvé sur la base de votre pointeur. J'ai également réduit l'amplitude des ondes carrées injectées sur la simulation pour correspondre à mon niveau de test et entre les deux, je vois maintenant clairement le dépassement de 20% avec une décroissance exponentielle en hausse. L'oscillation n'apparaît pas sur le graphique de simulation, mais je suis pleinement satisfait pour l'instant du dépassement, pensant si je peux compenser cela correctement, l'oscillation est susceptible de l'accompagner. Je vais vous expliquer comment ça se passe :)
scanny
Pouvez-vous clarifier l'emplacement des éléments de rémunération que vous mentionnez? Pensez-vous que 1 kΩ entre le nœud V.sense et l'entrée inverseuse et 100 nF entre la sortie de l'ampli op et l'entrée inverseuse? Ce serait une compensation pour les pôles dominants, je crois, non? (je reçois mes conditions de rémunération directement dans ma tête :)
scanny
Merci @LvW, cela s'est avéré être le problème. Une fois que j'ai reçu le modèle mis à jour, cela m'a mis sur la voie du succès. Vous obtenez la coche verte :)
scanny
Scanny, avec le condensateur de rétroaction, vous avez maintenant changé l'ampli-op en un intergateur (passe-bas avec une très petite fréquence de coin). Bien sûr, cela stabilise l'ensemble du circuit car la bande passante est considérablement réduite - avec pour conséquence une mauvaise réponse impulsionnelle (augmentation du temps de montée). Dans les systèmes de contrôle, cette méthode est appelée "stabilisation à mort". Si vous pouvez vivre avec ça - très bien. Sinon, vous devez essayer une compensation un peu plus "délicate".
LvW
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Comme je vous l'ai dit dans ma réponse détaillée: connexion de la série RC entre la sortie opamp et la masse (0,5 ... 1 kOhm et 50 ... 100nF).
LvW
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La simulation LTSpice ne peut pas prendre en compte les éléments de circuit que vous n'avez pas entrés: dans ce cas, votre câblage de planche à pain qui ajoute un filtre (un filtre RLC à cela).

Ce que vous voyez est une réponse pas à pas lorsque vous commencez à entraîner l'onde (presque) carrée dans l'amplificateur. Au point où vous impulsez initialement l'entrée (ayant été maintenu silencieux pendant une période de temps significative), vous voyez des transitoires de réponse amortis (apparents sur les premiers cycles de commutation), puis vous vous rapprochez de ce que vous attendiez.

Bien que le FET soit probablement une capacité suffisamment faible pour que l'amplificateur puisse fonctionner, il est normal de découpler la capacité de la grille à travers une résistance. Cela formera un filtre passe-bas à la porte du FET, il y a donc un compromis entre la réponse du circuit à la sonnerie / le dépassement de l'amplificateur, ce que vous voyez une fois que la réponse initiale de l'étape a disparu. Il y a également un pôle entre l'entrée inverseuse et la référence du circuit (masse), et il est courant de voir un petit condensateur dans la boucle de rétroaction d'environ la même capacité pour compenser cela.

La valeur que vous devez utiliser dépend de la configuration du circuit, mais dans ce cas, je commencerais avec environ 100pF (sur un PCB correctement disposé, cette valeur serait plus proche de 5pF à 10pF).

Sur la sonnerie de l'amplificateur, il peut y avoir des graphiques dans la fiche technique qui montrent le dépassement / le sous-dépassement par rapport à diverses charges capacitives. C'est assez courant dans les fiches techniques des amplificateurs modernes.

HTH

Peter Smith
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Je n'aurais pas appliqué un tel schéma. Ce schéma est facilement converti en écurie. Entre la sortie et la grille du transistor, mettez la résistance R1 = 1kOhm. Entre la source du transistor et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel, placez une résistance R2 = 10kOhm. Entre la sortie et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel, mettez un condensateur C1 = 1000pF.

Alexandre
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Merci Alexander, ces valeurs étaient un bon point de départ, puis je les ai réglées à partir de là :)
scanny