Est-il acceptable d'utiliser un MOSFET dans sa région résistive avec un dissipateur thermique?

L'utilisation de transistors avec une tension de grille (ou de base) limitée les fera limiter le courant, ce qui introduira une chute de tension importante à travers le transistor, ce qui entraînera une dissipation d'énergie. Ceci est considéré comme mauvais, gaspillant de l'énergie et raccourcissant la durée de vie du composant. Mais si je garde la température basse, soit avec un dissipateur de chaleur, soit en limitant la puissance, est-ce correct d'utiliser un MOSFET de cette façon? Ou est-il fondamentalement mauvais pour le composant de le dissiper?

Je demande parce que j'obtiens d'excellents résultats en contrôlant un MOSFET à tension variable pour piloter une bande LED. Avec le PWM 8 bits, la LED passe de la luminosité de zéro à la lecture d'un livre, tandis que le mosfet commandé en tension permet une mise en marche très douce, malgré l'utilisation de 8 bits de niveaux de tension. La puissance linéaire par rapport à la puissance exponentielle fait toute la différence, et le PWM est linéaire. Nos yeux ne perçoivent pas la lumière de façon linéaire. Le résultat contrôlé en tension est trop bon pour ne pas être utilisé.

Addendum: J'ai fait une expérimentation approfondie avec PWM, y compris l'ajustement des prescalers. Changer le devoir PWM n'est pas une solution efficace, mais si quelqu'un veut faire don d'un oscilloscope, je pourrais peut-être le faire fonctionner :)

Addendum: Le projet est un réveil allumé, comme ces produits Philips , mais plus soigneusement réglé. Il est impératif que la gradation entre les faibles niveaux de puissance soit minuscule. L'état de faible puissance acceptable le plus brillant est d'environ 0,002%, et le suivant est de 0,004%. Si c'est un problème x / y de poser des questions sur la solution plutôt que sur le problème, alors c'est une question intentionnelle x / y: j'ai trouvé ma solution préférée après des tests approfondis, et je veux savoir si ma solution est viable. L'appareil fonctionne actuellement avec une solution de contournement moins préférée impliquant une lumière auxiliaire beaucoup plus faible.

Addendum 3: Je suppose que c'est à cela que servent les transistors BJT. Puisqu'ils sont contrôlés par le courant, le circuit est beaucoup plus difficile. Je dois examiner cela lorsque j'ai le temps de dessiner des diagrammes. Je posterai une autre question si j'ai des problèmes.

TL; DR Utiliser des BJT pour un fonctionnement linéaire, pas des FET

La plupart des transistors FET ne sont pas conçus pour une zone de fonctionnement sûre (SOA) à DC. Les transistors à jonction bipolaire (BJT) le sont.

Si vous examinez le graphique SOA pour tout FET, vous trouverez un ensemble de courbes pour des impulsions de durée 1 µs, 10 µs, 1 ms, etc., mais rarement aucune courbe pour DC. Vous pouvez essayer d'extrapoler à «près de DC» si vous le souhaitez, à vos risques et périls. Cela signifie que le fabricant n'est pas disposé à chiffrer la quantité de dissipation autorisée en fonctionnement CC.

On dit souvent que les transistors FET sont bien parallèles, en raison de leur coefficient de température de résistance positive. Au fur et à mesure qu'ils chauffent, leur résistance augmente, donc le courant diminuera dans le chaud et la situation est stable. Les transistors FET sont constitués de plusieurs cellules parallèles en interne, donc ils partagent également bien, non? Faux!

C'est seulement pour le coefficient de température de résistance. Les FET ont également un autre coefficient de température, qui est le coefficient de température de la tension de seuil, et c'est négatif. Lorsque le FET se réchauffe, à tension de grille constante, il consomme plus de courant. Lorsque la tension de grille est très élevée, saturant un FET commuté, l'effet est minime, mais lorsque la tension baisse autour du seuil, elle est très forte. Au fur et à mesure qu'une cellule se réchauffe, son courant augmente, elle se réchauffe donc davantage et a le potentiel d'emballement thermique, où une cellule essaie de monopoliser tout le courant à travers l'appareil.

Cet effet est limité par deux choses. La première est que la filière a tendance à démarrer à la même température partout si elle n'a pas été soumise à un chauffage inégal. Il faut donc du temps pour que l'instabilité grandisse. C'est pourquoi les impulsions courtes peuvent utiliser plus de puissance que les impulsions longues. La seconde est la conductivité thermique à travers la filière, qui tend à égaliser la température à travers elle. Cela signifie qu'un certain niveau de puissance seuil est nécessaire pour que l'instabilité augmente.

Les fabricants de BJT ont tendance à chiffrer ce niveau de puissance, mais pas les fabricants de FET. C'est peut-être parce que le niveau DC SOA est une fraction beaucoup plus petite de sa dissipation de puissance «principale» dans les transistors FET qu'il serait embarrassant de le préciser. C'est peut-être parce qu'en fonctionnement linéaire, tant d'avantages d'un FET disparaissent que cela ne vaut que d'utiliser des BJT pour tout niveau de puissance spécifique qu'il n'y a aucune incitation commerciale pour qu'ils qualifient les FET pour une utilisation en courant continu.

Une partie de la raison pour laquelle les BJT peuvent avoir une jonction stable de grande surface et les FET ne sont pas liés à leur fonctionnement. Le «seuil» pour les BJT, le 0,7 VV _be , est fonction du matériau et il est très cohérent à travers la grande matrice. Le seuil pour les FET dépend de l'épaisseur de la couche mince de grille, qui est une dimension manufacturée, mal définie (vous savez à quel point la spécification du FET V _gsth est dans une fiche technique!) En étant la petite différence entre deux grandes diffusions pas.

Cela dit, certains FET sont caractérisés pour une utilisation en courant continu. Ils sont peu nombreux et très chers, par rapport à leurs frères à commutation optimisée. Ils auront eu plus de tests et de qualifications, et utiliseront un processus différent qui sacrifiera peu de résistance et certains autres traits FET bénéfiques.

Utilisez un transistor Darlington si vous voulez un faible courant d'attaque de base. Le supplément de 0,7 V min V _ce n'est pas pertinent étant donné que vous allez le faire fonctionner linéairement.

Si vous souhaitez toujours utiliser un FET de commutation pour un fonctionnement en courant continu, respectez 5% à 10% de la dissipation globale. Vous pourriez bien vous en tirer.

Janka a posé une question intéressante dans les commentaires, «qu'en est-il d'un IGBT?». Selon cette note d'application ,No detailed characterization of IGBTs as linear amplifiers has been carried out by IR, given the limited use of IGBTs in this type of application.

Le graphique VI de cette fiche technique pour le NGTG50N60FW-D

$V_{GE}$

Cependant, le graphique SOA

a une ligne CC, et cette ligne est à un peu plus de 200 watts, la puissance nominale de l'appareil. L'ont-ils bien caractérisé?

Un IGBT ne nécessite aucun courant pour le piloter, mais a besoin de plus de volts de grille qu'un Darlington a besoin de volts de base, il peut donc être plus facile à piloter. Pour le moment, je n'ai trouvé aucune information définitive sur les IGBT dans ce mode de fonctionnement.

Malheureusement, les MOSFET de puissance modernes échouent lorsqu'ils fonctionnent dans la région linéaire à des dissipations de puissance élevées.

Les MOSFET sont sûrs à utiliser en mode linéaire tant que le courant de drain diminue avec l'augmentation de la température.

La plupart des MOSFET ont un crossover en dessous duquel ils peuvent subir un emballement thermique et au-dessus duquel ils n'en ont pas. Pour les MOSFET Vth très «bons», à faible Rds (on) bas, ce croisement se produit à une tension grille-source et un courant de drain très élevés. Si vous regardez les "pires" MOSFET, certains ont la région dominée par le porteur de charge à une puissance si faible que cela n'a pas d'importance. Par exemple, IRFR9110 est sûr à tout Id> 1A

Il a un Rds (on) de 1,2 ohms, mais si vous allez l'utiliser en mode linéaire, cela n'a pas d'importance du tout!

L'autre façon de rester en sécurité est de maintenir la puissance suffisamment basse. Les MOSFET de puissance sont constitués de nombreuses cellules parallèles qui, dans la région dominée par la mobilité (sûre), partagent également le courant, mais pas dans la région dominée par le porteur de charge (non sûr), car les cellules plus chaudes absorbent plus de courant et deviennent donc plus chaudes. Heureusement, les cellules sont très bien couplées thermiquement, étant sur la même puce, donc si elles fonctionnent à une puissance suffisamment faible, la température de la puce ne sera pas uniforme mais ne dépassera pas les limites.

Document de la NASA: https://ntrs.nasa.gov/archive/nasa/casi.ntrs.nasa.gov/20100014777.pdf

Note OnSemi plus lisible: https://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND8199-D.PDF

Les MOSFET peuvent être bien en mode linéaire, mais des précautions supplémentaires doivent être prises car le MOSFET ne distribuera pas nécessairement le flux de courant à travers lui de manière uniforme. Voici une note d'application d' OnSemi ( Fairchild ) expliquant une partie de ce comportement - et essayant de vendre des appareils plus récents.

Ce problème se manifestera par une défaillance dans une zone de fonctionnement apparemment sûre, en particulier dans un FET de tranchée de niveau logique traditionnel. Les FET de puissance planaires plus anciens (IRF / Infineon le font) et quelques-uns des nouveaux types fonctionnent bien en mode linéaire. Cependant, les FET de puissance planaire ont une résistance à l'atrocité atroce par rapport à la taille de la puce.

L'utilisation de transistors avec une tension de grille (ou de base) limitée les fera limiter le courant, ce qui introduira une chute de tension importante à travers le transistor, ce qui entraînera une dissipation d'énergie. Ceci est considéré comme mauvais, gaspillant de l'énergie et raccourcissant la durée de vie du composant.

C'est mauvais lorsque le transistor est destiné à être utilisé comme interrupteur. Si vous avez l'intention de l'utiliser en mode linéaire, alors c'est le mode de fonctionnement prévu et parfaitement bien. Cependant, certaines conditions doivent être respectées afin de ne pas l'endommager:

1) Température maxi de la filière, c'est-à-dire Puissance x Rth

Rth est la "Résistance thermique de la filière à l'air" qui est la somme des résistances thermiques:

• boîtier de jonction, voir fiche technique, dépend de la construction interne de la pièce
• dissipateur de chaleur, dépend du TIM (matériau d'interface thermique, graisse, silpad, etc., qu'il soit isolant ou non) et dépend également de la surface du TIM (un gros boîtier comme TO247 a beaucoup plus que TO220, donc il aura Rth inférieur)
• dissipateur thermique qui dépend de la taille du dissipateur thermique, du débit d'air, que vous utilisiez un ventilateur ou non, etc.

Pour une faible puissance (quelques watts), vous pouvez utiliser le plan de masse du PCB comme dissipateur de chaleur, il existe de nombreuses façons de le faire.

2) Zone d'exploitation sûre (SOA)

C'est là que votre transistor souffle.

Lorsqu'ils fonctionnent en mode linéaire (sans commutation), les BJT et les MOSFET conduisent plus de courant pour les mêmes Vgs (ou Vbe) lorsqu'ils sont chauds. Ainsi, si un point chaud se forme sur la filière, il conduira une densité de courant plus élevée que le reste de la filière, puis ce point chauffera plus, puis absorbera plus de courant, jusqu'à ce qu'il souffle.

Pour les BJT, cela est connu sous le nom d'emballement thermique ou de deuxième panne, et pour les MOSFET, il s'agit de points chauds.

Cela dépend fortement de la tension. Le point chaud se déclenche à une densité de puissance (dissipation) spécifique sur la puce de silicium. À un courant donné, la puissance est proportionnelle à la tension, donc à des tensions faibles, elle ne se produira pas. Ce problème se produit à des tensions "élevées". La définition de "highish" dépend du transistor et d'autres facteurs ...

Il était de notoriété publique que les MOSFET étaient plutôt à l'abri de cela, "plus robustes que les BJT", etc.

Par exemple, vérifiez ce FQP19N20, fiche technique page 4 fig 9, "zone de fonctionnement sûre". Notez qu'il est spécifié pour DC, et le graphique a une ligne horizontale en haut (courant max), une ligne verticale à droite (tension max) et ces deux lignes sont reliées par une seule ligne diagonale qui donne la puissance max. Notez que ce SOA est optimiste, car il est à Tcase = 25 ° C et dans d'autres conditions, si le dissipateur thermique est déjà chaud, bien sûr, le SOA sera plus petit. Mais ce transistor est OK avec un fonctionnement en mode linéaire, il ne sera pas hotspot . Idem pour le bon vieux IRFP240 qui est couramment utilisé dans les amplificateurs audio avec un grand succès.

Regardez maintenant le lien publié par τεκ, il montre des graphiques SOA avec une ligne supplémentaire à droite, avec une pente descendante très abrupte. C'est à ce moment que le point chaud se produit. Vous ne voulez pas utiliser ces types de transistors FET dans une conception linéaire.

Cependant, dans les FET et les BJT, le point chaud nécessite des tensions élevées par rapport à la tension maximale. Donc, si votre transistor a toujours un Vce ou Vds de quelques volts (ce qu'il devrait avoir dans ce scénario), il n'y aura pas de problème. Vérifiez le transistor SOA. Par exemple, vous pouvez utiliser une source de courant basée sur un ampli op , mais vous rencontreriez les mêmes problèmes à faible courant en fonction de la tension de décalage d'entrée de l'opamp.

Une meilleure solution à votre problème ...

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

A gauche: vous pouvez PWM un FET ou l'autre. Les différentes résistances de drain déterminent le courant au réglage PWM maximum. Lorsque le PWM pour le FET gauche atteint zéro, vous pouvez continuer à diminuer le PWM de l'autre FET. Cela vous donne un contrôle beaucoup plus fin dans les faibles intensités lumineuses.

C'est essentiellement comme un DAC de puissance 2 bits avec des poids de bits que vous pouvez ajuster en choisissant des valeurs de résistance (et vous devez ajuster les résistances en fonction de ce dont vous avez besoin).

À droite, c'est la même chose, mais un BJT câblé comme dissipateur de courant fournit un contrôle analogique à faible intensité.

Je recommanderais d'aller avec celui de gauche car c'est le plus simple et vous avez probablement déjà toutes les pièces.

Une autre bonne solution consiste à utiliser un pilote de LED à courant constant de commutation avec un courant moyen réglable. Il s'agit de la solution la plus efficace pour les LED haute puissance. Cependant, si vous conduisez une bande LED, cela n'aidera pas beaucoup en termes d'efficacité, car les résistances de la bande LED consomment toujours de l'énergie.

Cette question est un problème XY. Un pilote de courant constant linéaire peut être fait pour piloter les LED, oui. Mais c'est très inefficace et non requis pour l'application.
Il existe de nombreux circuits à courant constant en ligne .

Avec PWM 8 bits, la LED passe de la luminosité de zéro à la lecture d'un livre

Vous pouvez contrôler la luminosité avec une échelle logarithmique. J'ai utilisé la formule ci-dessous pour un effet similaire.

Il délivre des valeurs PWM 8 bits basées sur une entrée de luminosité 8 bits. Le 0.69 est là pour s'assurer qu'il se termine à 255.

Vous voudrez peut-être créer une table de recherche, car ce n'est pas un calcul convivial pour les microcontrôleurs.

Une solution différente pourrait peut-être être un pilote externe, tel que Onsemi CAT4101.

Vous pouvez régler le courant LED assez bas et utiliser le PWM pour varier la luminosité. Si vous avez besoin d'une plage dynamique plus élevée, vous devrez alors faire varier la résistance définie actuellement. Cela pourrait être un pot numérique, ou peut-être, avec une complication supplémentaire, un FET piloté par D / A (ou une autre source de tension variable comme un PWM lissé).

Ou, vous pouvez simplement basculer l'ensemble actuel entre deux valeurs, vous donnant des plages de luminosité élevées et faibles.