(Cette question m'est venue à l'esprit à la suite d' une question différente ici.)

Je préfère généralement utiliser des condensateurs de découplage près de toutes les broches d'alimentation des circuits intégrés, grands et petits, analogiques ou numériques. J'utilise également des plans d'alimentation et de masse dans les conceptions de circuits imprimés lorsque cela est possible. En général, j'essaie d'utiliser les «bonnes pratiques» afin d'obtenir une conception robuste et fiable. Et, pour autant que je sache, j'ai réussi.

La question est de savoir quels sont les indicateurs d'un découplage inadéquat. Supposons que j'ai décidé de ne pas inclure les bouchons de dérivation sur les broches d'alimentation d'un microcontrôleur ou d'un émetteur-récepteur CAN, ou autre chose.

Il y a des indicateurs évidents comme le microcontrôleur qui se réinitialise spontanément, mais il doit y avoir des problèmes plus subtils que je ne pourrais même pas voir, ou qui pourraient ne pas être attribués à un découplage inadéquat.

Les symptômes sont que la plupart du temps, tout ira bien, sauf parfois que ce ne l'est pas. Cela peut dépendre des données et être très difficile à reproduire.

Pensez à ce qui se passe. Une puce a soudainement augmenté sa demande actuelle. Cela a fait chuter sa tension d'alimentation immédiate à un certain niveau où le bon fonctionnement n'est plus garanti. Même si ce n'est pas le cas, le changement rapide de la tension d'alimentation peut causer des problèmes.

Il est très difficile de prédire ce que pourrait être exactement ce problème et à quel seuil de tension ou dérivée de tension il se produit. Une ligne de données peut être temporairement interprétée dans le mauvais état. Une bascule peut se retourner. Tu ne sais pas. Tout ce qui se passe est également fonction de la température, voire du chauffage inégal de la filière. Essayez de reproduire cela exactement d'un test à l'autre.

Donc, le résultat est que les choses peuvent devenir instables. Peut être. Parfois.

Les problèmes que vous obtiendrez varieront beaucoup en fonction du circuit utilisé et des circuits intégrés utilisés. Je pense que votre meilleur pari n'est pas de rechercher un comportement problématique spécifique du circuit mais de vérifier directement votre tension Vcc-GND sur votre oscilloscope le plus près possible de la broche de vos circuits intégrés.

Pendant le fonctionnement, vous devriez voir une ligne plate (tension continue pure). Si vous obtenez des ondulations, c'est un indice que votre découplage est insuffisant. Vous devez surveiller la tension pour tous les états de votre circuit et pour une période de temps prolongée. Des ondulations peuvent apparaître périodiquement lors d'une transmission numérique uniquement à titre d'exemple. De plus, vous devez répéter cette mesure pour tous les CI de votre PCB même s'ils sont sur le même bus d'alimentation.

La fréquence de l'ondulation est très importante car elle vous indique le type de condensateur dont vous avez besoin pour atténuer cette ondulation spécifique. Par exemple, une ondulation basse fréquence (inférieure à 1 kHz) sera facilement filtrée avec un condensateur en aluminium tandis qu'une ondulation haute fréquence (100 kHz ou 1 Mhz) sera plus facilement filtrée par un condensateur à film ou un condensateur céramique.

L'amplitude de l'ondulation vous donnera une idée de la quantité de Farad que doit contenir votre condensateur de découplage.

Je pense que cette méthode est la meilleure pour être sûr que votre circuit ne souffre pas d'un mauvais découplage au lieu de rechercher un comportement de circuit étrange / incohérent.

J'ai une réponse plus simple et plus courte:

Lorsque votre puissance est insuffisante, vous obtiendrez toutes sortes de problèmes étranges qui ne sont généralement pas liés les uns aux autres et qui, à première vue, semblent impossibles à expliquer.

Cette réponse se compose de 4 parties: gigue, pilote de porte de puissance, ADC et stabilisation de l'œil / PAM.

Vos spécifications de gigue ne seront pas réalisables et votre lecture audio sera «bruyante». Votre phasenoise (aka gigue) ne sera pas réalisable, et votre lien sans fil peut même ne pas se synchroniser; vos taux d'erreur sur les bits ou de paquets seront inacceptables; vos liaisons sans fil duplex (destinées à permettre la transmission et la réception simultanées) auront un sens parce que la phasenoise rapprochée de l'émetteur entrera directement dans la partie du spectre prévue pour le récepteur.

Pour les CI Power Driver, compte tenu des longs fils GND et VDD, attendez-vous à ce que les rails s'effondrent initialement puis sonnent vers le haut, bien au-dessus du VDD. Par 5 ou 10 volts, compte tenu de 3 cm de fil dans des fils de dérivation non montés en surface, ou en l'absence de plan de masse.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

Ainsi, l'autodestruction est le résultat de condensateurs de dérivation non locaux.

Le circuit résonant est constitué des inductances de plomb et du substrat C_well_substrate, qui est beaucoup plus petit que le PCB Cbypass.

[edit] Concernant les OpAmps et les ADC: Vos mesures afficheront un CODE SPREAD large. Votre opamp Vout ne s'installera jamais, car leur VDD sonne à des fréquences élevées et apparaît directement sur le Vout de l'OpAmp, pour être numérisé par l'ADC.

Votre DataEye sera nerveux, bruyant, avec des sommets non plats, donc des interférences inter-symboles ininterrompues parce que le VDD n'est jamais silencieux, ne s'est jamais installé, et que l'ondulation du VDD passe directement à travers les OpAmps à votre signal parce que les OpAmps ont un PSRR de 0 dB à haut (sonnerie du condensateur) fréquences.

Qualité d'alimentation, intégrité du signal et marge d'erreur!

Si vous savez déjà ce que signifie DVT et effectuez un DFM, DFT et DVT rigoureux sur les spécifications de conception, alors vous voudrez peut-être envisager d'ajouter des tests de fiabilité de sensibilité dans votre plan de test de validation de conception. Cela comprend: forcer la tension d'alimentation à des limites de +/- 10% et modifier les fréquences de cristal +/- limites pour rechercher des erreurs fonctionnelles (alias test de tracé de Schmoo). - Vous faites de même avec Hi / Lo Temp et% HR élevé tout en injectant un bruit d'impulsion 1A en utilisant une boucle sur les puces, en recherchant des pistes à haute impédance avec des sources à haute impédance qui ne peuvent pas supprimer le bruit couplé.
- Vous pouvez renifler la carte avec un fil de terre de sonde court-circuité pour incliner et regarder sur un analyseur de spectre ou une portée avec une sensibilité maximale à la recherche de bruit, puis réinjecter le bruit en utilisant une boucle de taille similaire à partir d'un générateur d'impulsions bricolage de 1 ampère à la recherche de problèmes fonctionnels.

Tout comme pour prédire quand le verre se brisera, les systèmes binaires dans un monde analogique fonctionnent parfaitement jusqu'à ce qu'il se brise.

Pour comprendre la marge des erreurs symptomatiques, il faut comprendre où va et vient le bruit.

Le BRUIT peut être mesuré avec précision et la marge à l'erreur déterminée.

• Sources: par conduction, induction ou couplage C
  • $V=Ldi/dt$$I_c=CdV/dt$$t_R$$t_D$ sur la piste.

    • ESD à la trame gnd est également EMI qui se couple comme décalage de masse ou interférence de signal.

• destinations: par conduction, induction ou couplage C
  • PSRR: chaque porte a une zone linéaire mais contrairement aux amplificateurs opérationnels avec des biais de source de courant, le taux de réjection du bruit d'alimentation n'est pas linéaire et n'est critique que lors de la commutation lorsque les pilotes Nch et Pch sont actifs et pas seulement injectant du bruit de l'un des rails mais en conduisant le bruit de soit rail à la sortie. Le bruit d'alimentation différentiel entre l'émission et le récepteur implique un décalage du seuil pour le point de transition de pointe dans le temps qui détermine si plusieurs transitions peuvent traverser la porte ou non. Lorsque le commutateur est entièrement conducteur, l'impédance / réactance de la piste peut être beaucoup plus élevée que l'impédance du pilote qui varie de 22 à 33 ou 50 +/- 20% Ohms pour différentes familles logiques de tension. (> 300 Ohms pour la série CD4000 héritée)

Courants induits par de grandes boucles de signaux plutôt que shuntés via Cap to Vss à proximité: plans Vdd (plans à faible inductance)

Nous pouvons prédire tous les résultats de la communication binaire comme un rapport signal / bruit analogique, SNR, avec une fonction de probabilité ou un taux d'erreur sur les bits. (BER).

• Alors, quel est le SNR de Logic?

  • 40 dB est bon (<1% Vpp), 30 dB est passable, 20 dB est médiocre (10% Vpp)

• Y a-t-il un taux d'erreur sur les bits pour tout signal logique?
  • Oui, mais il est généralement ridiculement grand, jusqu'à ce que vous ne respectiez pas les règles de conception des avions de puissance / sol et des bouchons de découplage. Ensuite, il peut devenir pratiquement petit si vous négligez le découplage ou trop complexe pour le calculer, vous devez donc toujours tester sa marge avant de passer à une production critique où les coûts de défaillance sont élevés.
  • Quel est le signal?
  • Vss, Vdd chacun traité comme signal vers un point de référence proche de la puce de réception ou d'émission.
  • Qu'est-ce que le bruit?
  • Une perturbation assez petite qui ne peut pas être facilement vue mais assez grande pour faire échouer votre conception, juste après l'avoir expédiée. ;) équivalent de "Souffler une framboise"
  • Fondamentalement, tout ce qui n'est pas un signal de forme d'onde de fiche technique.
  • Quel est le seuil d'entrée?
  • environ Vss / 2 +/- x% ou 1,3 V pour 74HCTxx et RS-232 (oui c'est vrai)
  • $V_{oh(min)}$$V_{ol(max)}$
  • $RdsOn$ impédance (max) pour Hi (1) et Low (0). Généralement 25 ohms en logique 74ALV et 50 ohms en logique 74HC.
  • $V_{oh(min)}$$V_{ol(max)}$
  • ainsi nous voyons qu'il y a une marge de bruit inhérente dans la conception logique avec la différence entre ces niveaux et le vrai seuil du commutateur d'entrée Vth. Pour TTL, vous pouvez mesurer cela sur n'importe quelle entrée flottante avec sonde à la terre. Pour CMOS, vous pouvez tester n'importe quelle porte avec un retour négatif R comme 1Mohm et l'observer comme seuil d'entrée dans la région linéaire avec un gain de tension d'au moins 10 par porte interne. Les portes NAND sont à 3 niveaux d'inversion, elles ont donc un gain linéaire> 1k. Cela a été vrai dans toutes les familles CMOS, comme je l'ai vu.

^{simuler ce circuit - Schéma créé à l'aide de CircuitLab}

L'ESR de 100 ohms des diodes et la capacité d'entrée et bien d'autres détails ne sont pas représentés.

Il existe d'excellentes raisons d'utiliser un plan de puissance et de masse séparé le plus près possible pour augmenter la capacité entre les deux. L'inductance d'un carré est la même pour un PCB entier ou un petit condensateur à puce. Il y a de bonnes raisons de choisir 0,01uF au lieu de 0,1uF et vice versa si vous choisissez la céramique, le SRF avec des courants d'horloge synchrones et la disposition des pistes. Vous pouvez juger de votre problème de bruit en reniflant avec une boucle de portée et en mesurant l'intégrité du signal de l'alimentation sans clip de mise à la terre à l'aide de connexions de pointe et de canon de 1 cm sur une sonde 10: 1> 300 MHz.

Apprenez à tester votre marge de bruit dans chaque conception

• généralement prévu dans le DVT même si vous avez beaucoup d'expérience EMI. Par proximité (1 cm) test de reniflement RF et injection de bruit.

N'oubliez pas dans votre mise en page que la distance de la boucle détermine non seulement l'inductance du chemin, mais que la zone de la boucle détermine les niveaux de bruit de champ EH.

Les symptômes fonctionnels des erreurs de bruit logique sont quelque chose d'inattendu, quand on s'y attend le moins