J'ai construit un circuit H-Bridge discret pour faire fonctionner un moteur d'essuie-glace 12V raisonnablement costaud. Le circuit est ci-dessous (EDIT: voir ici pour un plus grand PDF , StackExchange ne semble pas vous permettre d'agrandir l'image):
RM: Voir une image plus grande ici - celles-ci sont enregistrées par le système mais affichées uniquement à petite taille. Également accessible via "ouvrir l'image dans un nouvel onglet"
En élevant la carte, j'ai commencé avec un mode de fonctionnement à 100% (non PWM) et je l'ai trouvé fonctionnel, j'ai donc commencé à utiliser PWM l'un des MOSFET à canal N bas. Cela semblait également bien, bien que cela ait provoqué un échauffement notable dans le schottky du côté haut du côté PWM du pont à partir de la pointe inductive.
J'ai ensuite commencé à PWMer les MOSFET côté haut et bas dans le but de dissiper plus efficacement les pointes inductives. Cela aussi (avec ce qui était probablement une quantité excessive de temps mort), semblait bien fonctionner, la diode supérieure restant froide.
Cependant, après l'avoir utilisé pendant un certain temps en utilisant un interrupteur pour faire varier le cycle de service en direct, j'ai baissé la vitesse d'environ. Cycle d'utilisation de 95% à 25%, quelque chose que j'avais fait plusieurs fois auparavant. Cependant, à cette occasion, il y a eu un pop et une forte consommation de courant soudaine, et les pilotes du TC4428A MOSFET avaient explosé.
Ce sont les seuls composants qui ont explosé - les MOSFET eux-mêmes sont très bien, donc j'exclus toute muppetry de tir de ma part. Ma meilleure explication jusqu'à présent est une quantité excessive de recul inductif, ou (plus probablement) trop de puissance régénérative du moteur ralentissant pour que l'alimentation soit gérée. Le TC4428A a la tension nominale la plus basse à l'intérieur du pont (18 V, absolu max 22 V), et je pense que la tension a trop augmenté trop rapidement.
Je faisais fonctionner le côté 12V de cette carte avec une alimentation linéaire de paillasse à l'ancienne, avec des câbles relativement longs entre elle et la carte. J'imagine que ce n'était pas vraiment capable de dissiper l'augmentation de tension.
Je ne pense pas que les TC4428As étaient surchargés en termes de charge dynamique des MOSFET; J'étais PWMing à une vitesse relativement faible (environ 2,2 kHz), et les MOSFET eux-mêmes n'ont pas une charge de grille totale particulièrement élevée. Ils semblaient rester cool pendant le fonctionnement, et en plus, les pilotes A et B ont soufflé, malgré que seul le pilote B soit PWMed.
Mon hypothèse semble-t-elle raisonnable? Y a-t-il un autre endroit où je devrais chercher? Si oui, est-ce que l'arrosage libéral de quelques diodes TVS costaudes autour de la carte (sur l'entrée d'alimentation et entre les bornes de sortie du pont) est un moyen raisonnable de gérer la condition de surtension? Je ne suis pas sûr de vouloir passer à une configuration de type à résistance de freinage commutée (ce n'est qu'un «petit» motoréducteur de 2,5 A ou environ 12V ...).
Mise à jour:
J'ai placé un téléviseur 1500 W sur les bornes d'alimentation 12 V (un SMCJ16A ); cela semble serrer la surtension pendant le freinage à un peu moins de 20V (cela montre la tension d'alimentation; une forme d'onde identique est observée entre les grilles MOSFET et 0V):
Ce n'est pas joli, et il est probablement encore trop élevé (la tension de serrage du SMCJ16A est de 26 V au courant max — 57 A, tandis que notre TC4428A max absolu est de 22 V). J'ai commandé des SMCJ13CA et j'en placerai un sur l'alimentation et un sur les bornes du moteur. Je crains plutôt que même avec un TVS costaud de 1,5 kW, cela ne dure pas; vous pouvez voir qu'il semble se bloquer pendant environ 80 ms, ce qui est une longue période pour un téléviseur. Cela dit, cela semble rester cool. Bien sûr, avec une charge réelle sur l'arbre ... peut-être que j'implémente une solution de résistance de freinage commutée après tout.
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Réponses:
Fiche technique du MOSFET FDD6637 ici
Fiche technique du TC4428A ici
Indépendamment de la survie des MOSFET, jusqu'à présent :-), j'ajouterais des zeners de grille aux sources aux FET pour fixer les tensions couplées Millar à la charge inductive.
Cela peut également résoudre votre problème observé. Une analyse logique suggère que ce ne sera pas le cas :-( - mais les capacités de Murphy et Millar peuvent faire de la magie puissante. Les pilotes TC4428 semblent bien robustes (si l'on en croit la fiche technique) avec une protection contre la plupart des infractions normales. Ils ont un maximum absolu de 22 V Vdd On s'attend à ce que la puissance nominale et la capacité d'absorber jusqu'à 500 mA du courant inverse "forcé" dans la sortie bloquent la rétroaction inductive via les grilles MOSFET. Mais, les zeners de grille coûtent peu, aident certainement à protéger les MOSFET dans des situations comme celle-ci, et sont très peu susceptible d'aggraver les choses.
Certaines alimentations ne prennent aucun courant inverse et d'autres le font mal.
Avez-vous vérifié l'approvisionnement pour voir comment il se comporte? Un mètre (mieux un oscilloscope) sur l'alimentation pendant le freinage peut donner des indices. Un très grand condensateur peut aider, mais cela aidera l'alimentation s'il est capable de dissiper la puissance mais pas assez rapidement, mais ne masquera le problème que si l'alimentation est intrinsèquement incapable d'absorber la puissance.
Une résistance en série avec un zener (ou équivalent électrique) comme charge aidera à la dissipation du freinage (mais le zener prend 12 / Nths de la puissance pour une augmentation de N volts.
Par exemple, le TLV431 commutant dans une grande charge dès que V + dépasse, disons, 12,5 V et le déposant dès que l'ordre est rétabli ressemble à une solution simple et peu coûteuse pour absorber l'énergie de freinage.
J'ai 2 "300 moteurs d'essuie-glace" (indiens, camions, à l'usage de) que j'ai l'intention d'utiliser dans un prototype dans un futur immédiat. Devrait être amusant :-).
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Je suis d'accord avec votre conclusion, c'est le freinage régénératif qui surtension de l'alimentation.
En remarque, vous devez ajouter plus de condensateurs sur l'alimentation: rappelez-vous que le courant d'ondulation de commutation HF est géré par ces bouchons, ils doivent donc être évalués pour ce courant d'ondulation. Je doute que les deux 220µF soient ...
Maintenant, comment éviter de faire exploser les pilotes?
Si le 12V provient d'une batterie au plomb, le freinage de régénération charge simplement la batterie. Vous devriez vérifier qu'il peut prendre le courant, mais si cela consiste simplement à arrêter le moteur (et non un véhicule en descente), l'énergie sera faible et ce sera OK.
Sans batterie, une solution simple serait un comparateur surveillant l'alimentation. Lorsqu'il dépasse, disons, 17 V, le comparateur active un MOSFET qui aspire du courant à travers une résistance haute puissance. Et lorsque la tension chute en dessous de, disons, 15V, il coupe le MOSFET. Cela PWM sur son propre à une fréquence qui dépend de la capacité du rail et de l'hystérésis, donc l'hystérésis est nécessaire. L'utilisation d'une grosse résistance coûtera moins cher que la dissipation de puissance dans le silicium.
Cependant, vous pouvez également le faire gratuitement:
Le microcontrôleur surveille la tension d'alimentation. Lorsqu'il est trop élevé, il met les deux transistors FET côté bas sur ON, court-circuitant ainsi le moteur. Il arrête de charger l'alimentation et dissipe la puissance dans sa propre résistance interne.
Dans ce cas, le moteur freinera plus lentement, bien sûr, car il a 0V à travers lui au lieu de 12V avec la polarité qui le ferait freiner fort. Mais cette solution ne coûte rien, elle est simple et à l'épreuve des balles.
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